РАДИОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА, 2007, том 52, № 5, с. 563-567
СТАТИСТИЧЕСКАЯ РАДИОФИЗИКА
УДК 621.37
АЛГОРИТМ АДАПТИВНОЙ ПОДСТРОЙКИ ФАЗЫ И ДЕКОДИРОВАНИЯ ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ НА ОСНОВЕ АНАЛИЗА ФАЗОВОЙ ТРАЕКТОРИИ
© 2007 г. М. М. Сорохтин, О. А. Морозов, А. А. Логинов, В. Р. Фидельман
Поступила в редакцию 02.02.2004 г.
На основе анализа фазовой траектории рассмотрен адаптивный алгоритм обнаружения начала и окончания, а также декодирования сигналов, представляющих собой короткие информационные пакеты с фазовой манипуляцией на фоне шума. Установлено, что алгоритм может быть представлен в виде двухступенчатого адаптивного фильтра. Разработанный алгоритм реализован на базе цифровой логической интегральной схемы и сигнального процесса.
Фазовая манипуляция (ФМ) является одним из наиболее эффективных видов модуляции с точки зрения информационной емкости и помехозащищенности.
При ФМ каждый символ передаваемой информации, состоящий из N бит, определяет значение сдвига фазы для сегмента сигнала по отношению к смодулированному опорному колебанию [1]. Этот интервал времени т будем называть символьным сегментом. Математически ФМ-сигнал можно представить в следующем виде:
x(t) = A sin (2л/о t + 2п M 1 - jj, i = 1, 2, ..., M, (1)
где A - амплитуда, M - число разрешенных состояний фазы; / - несущая частота. При передаче двоичной информации величину M выбирают равной 2N. Наиболее широко применяют два частных случая:
1) N = 1, M = 2 - ФМ2 или BPSK (binary phase shift keying). Сдвиг фаз принимает одно из двух значений (0, п);
2) N = 2, M = 4 - ФМ4 или QPSK (quadrature phase shift keying). Сдвиг фаз принимает одно из четырех значений (0, п/2, п, 3п/2).
Традиционные схемы ФМ-демодуляторов обычно связаны с достаточно сложной аппаратной реализацией, так как многочисленные замкнутые петлевые схемы автоподстройки требуют сложной настройки и обладают высокой инерционностью [2]. Несмотря на то, что современные схемотехнические решения позволяют реализовать демодулятор на базе компактной и надежной встроенной цифровой вычислительной систем, высокая инерционность традиционных схем существенно ограничивает возможность их применения для анализа коротких информационных сигналов [3].
Один из наиболее эффективных методов анализа ФМ-сигналов - фазоцифровое преобразование (ФЦП) с последующей обработкой фазовой траектории.
Во многих современных приемниках применяется метод квадратурной демодуляции [4]. В основе метода лежит выделение двух компонент: I (т-phase, синфазной) и Q (диа^аШе, квадратурной) путем умножения на опорное колебание и низкочастотной фильтрации:
ф( о = агс18 О)), I (() = Ьр| х( 0 п/оп t, (2)
Q (0 = Ьр| х( п/оп 11.
Здесь ф(0 - мгновенная фаза сигнала; /оп - опорная частота, которую обычно выбирают равной несущей частоте сигнала; ЬР - фильтр низких частот.
Подобная схема может быть упрощена без потери точности за счет применения счетчика. Основной элемент демодулятора - счетчик, значение которого регистрируется, а затем сбрасывается в моменты, следующие с частотой, равной опорной частоте. Остановка счетчика осуществляется по переходу входного сигнала через нуль в определенном направлении. Эквидистантная последовательность выборок значений счетчика и является аппроксимацией фазовой траектории. Описанный метод отличается от традиционного подхода использованием линейной обработки
563
4*
ФМ2
Рис. 1. Работа фильтра фазовой автоподстройки.
данных и отсутствием требований по их тщательной подготовке и фильтрации.
Работу ФЦП описывают следующие параметры: /оп - опорная частота (частота дискретизации фазы, равная априорному значению несущей частоты сигнала),/ - частота счета, определяющая точность приближения фазы (погрешность квантования фазы равна 2л/оп//с). Математически аппроксимацию можно описать следующим образом:
фг = 2п {[(¿о - ///оп)/с]тса Ь }/Ь, (3)
где ф, - значение фазы в момент времени I; Ь = //п. Для анализа сигналов ФМ2 и ФМ4 достаточно выбрать значение Ь = 128; ¿0 - момент времени, когда входной сигнал меняет знак с отрицательного на положительный.
На качество фазовой траектории влияют шумовые факторы. С учетом шумов выражение для ФМ-сигнала принимает вид
х (^) = а 8т (ад /0 + о( ^)] ^+ + 2п (м 1 - + Ф( о) + £( 0, , = 1,2.....м,
(4)
где О^) = О0 + О (¿) - отклонение несущей частоты, обусловленное эффектом Доплера О0 и паразитной частотной модуляцией О (¿) с периодом, соизмеримым с длительностью символьного сегмента т; функция Ф(0 описывает случайные изменения фазы, обусловленные различными неаддитивными шумовыми процессами; - аддитивный шум в полосе частот сигнала.
Обусловленное эффектом Доплера отклонение несущей частоты от опорной приводит к тому, что фазовая траектория приобретает пилообразный вид. Фазовый шум вместе с паразитной частотной модуляцией создают шум на фазовой траектории. Кроме того, ограничение полосы частот сигнала приводит к увеличению характерного времени изменения фазы при манипуляциях.
При приеме реальных сигналов на фоне шумов одним из наиболее неприятных последствий
искажения сигнала является изменение информационного содержания, обусловленное переходом на соседнюю точку сигнального созвездия. Для сигналов ФМ2 такое явление называют обратной работой. В ряде технических приложений встречается задача, связанная с обнаружением коротких информационных сигналов с неизвестными параметрами и неизвестным временем передачи. Эффективность обработки таких сигналов существенно ухудшается, если ВЧ-тракт содержит многочисленные схемы частотной селекции и автоподстройки (системы автоматической регулировки усиления и автоподстройки частоты генератора), дающие наряду с амплитудными фазовые искажения. Для обработки таких сигналов предлагается адаптивный алгоритм обнаружения и декодирования ФМ-сигналов на основе двух-этапного анализа фазовой траектории [5]. Первый этап представляет собой фильтр автоподстройки фазы, второй - адаптивный дискретиза-тор с автоподстройкой по времени.
В соответствии с (1) для фазы ФМ-сигнала с М разрешенными состояниями на фазовой плоскости существует М точек сигнального созвездия (рис. 1, светлые кружочки). Определение текущего значения модулирующей последовательности основано на оценке, к какой из этих точек ближе находится текущее значение фазы, т.е., достаточно определить сектор, в котором оно находится. Каждому из секторов соответствует определенное значение кода. В реальных условиях из-за эффекта Доплера и паразитной частотной модуляции со временем все М точек, соответствующих передаче разных значений, будут смещаться, увеличивая вероятность сбоя в результате перехода к другой точке сигнального созвездия. Для предотвращения этого явления используется адаптивная автоподстройка фазы.
Для каждого отсчета фазы (рис. 1, темные кружочки) определяется принадлежность к одному из секторов. На выходе фильтра получается последовательность у, кодов символов сигнального созвездия. Эти коды могут быть использованы для получения декодированного ряда символов. Автоподстройка заключается в повороте фазовой плоскости вместе со всеми секторами на малый угол А, чтобы рассогласование между входным значением фазы и центром сектора, к которому оно приведено, уменьшилось (стрелки на рис. 1).
Принцип работы алгоритма адаптивной автоподстройки может быть представлен как решение задачи оптимизации:
у, = | тш |фг
г е { 0, 1.....М-1},
Рис. 2. Иллюстрация работы адаптивного фильтра фазовой автоподстройки.
Рис. 3. Структурная схема адаптивного алгоритма декодера с временной автоподстройкой.
где 1 - временной индекс обрабатываемого фильтром отсчета; г - итерационный параметр, пробегающий ограниченный ряд целых последовательных значений, соответствующих разрешенным значениям фазы; а1 - параметр фильтра, имеющий физический смысл дискретизованной одним из способов (2) или (3) фазы сигнала, соответствующей передаче нулевого символа. Этот параметр является для фильтра подстраиваемым согласно следующему выражению:
-1 + 1
а , 2 п
А, Ф1 >а1 + ум,
А , 2п
-А, ф1 <а1 + ум.
(6)
Здесь А - константа, имеющая смысл скорости адаптации (или степени демпфирования). Выбор конкретного значения А в (6) обусловлен следующими факторами.
С одной стороны, в реальных сигналах фазовая линия имеет обусловленную эффектом Доплера линейно изменяющуюся аддитивную составляющую. Автоподстройка при этом должна успевать нейтрализовать набег фазы для предотвращения искажений двоичного кода. Это требование налагает ограничение на минимальную скорость адаптации.
С другой стороны, при обработке ФМ-сигнала с узкой полосой частот и медленными переходами фазы между точками сигнального созвездия слишком высокая скорость адаптации может привести к потере манипуляций вследствие ней-
трализации их алгоритмом автоподстройки как паразитного набега фазы. Учет этого факта налагает ограничение на максимальную скорость адаптации.
На шумовом участке сигнала результатом работы алгоритма будет хаотическое вращение фазовой плоскости. При появлении несущей частоты фазовая плоскость ориентируется так, что фаза с большой вероятностью находится в окрестности точек созвездия. Степень малости этой окрестности зависит от уровня фазового шума.
Работу схемы адаптации иллюстрирует рис. 2. Кривая 1 - фазовая траектория входного сигнала, кривая 2 - адаптированная фаза. На выходе фильтра в значительной степени сглажены фазовые шумы, манипуляции являются мгновенными, такой сигнал удобен для дальнейшего анализа.
Передискретизация последовательности у1 с частотой, равной частоте передачи символов, дает искомый модулирующий двоичный ряд данных. Для минимизации вероятности ошибочного выделения символов необходимо следить за точностью выборки значений. Оптимальные условия приема достигаются при совпадении моментов выборки с серединами символьных сегментов. Эти условия позволяют повысить помехозащищенность алгоритма. Для выполнения поставленной задачи предназначен адаптивный дискретиза-тор с автоподстройкой по времени.
Структурная схема адаптивного дискретизато-ра показана на рис. 3. За основу алгоритма принято умножение последовател
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.