Метод показал хорошую сходимость результата с общепринятыми способами измерения S-па-раметров транзисторов. Его практическая реализация намного проще метода Х-параметров, разработанного компанией Agilent, и технически существенно дешевле. В качестве объектов измерений был использован линейный полосовой фильтр и усилитель с весьма малым обратным коэффициентом передачи с тем, чтобы показать реальные возможности и перспективы использования предложенного метода измерений нелинейных цепей в инженерной практике. Метод ориентирован на измерения S-параметров СВЧ-транзисторов, где не требуется очень точных результатов по динамическому диапазону восстанавливаемых параметров.
Авторы предполагают применить этот метод к задаче измерения S-параметров СВЧ-транзис-тора в полосковых линиях передачи с разным волновым сопротивлением на входе и выходе и определять искомые величины на физических границах прибора, исключив из результатов устройство подключения в стандартный коаксиальный тракт.
ЛИТЕРАТУРА
1. Измерение S22 в "горячем" режиме с импульсными сигналами на анализаторе цепей R & S®ZVA. <http://www. rohde-schwarz.ru/_/439/AN001rus_HotS22_pulse.pdf>.
2. Root D. E., Verspecht J. Polyharmonic distortion modeling, IEEE Microwave Magazine. — June 2006. — Р. 44—57.
3. Root D. E, Horn J., Betts L., et al. Х-параметры: Новый принцип измерений, моделирования и разработки нелинейных ВЧ и СВЧ компонентов / Контрольно-измерительные приборы и системы, компания Agilent Technologies. — С. 20—24.
4. Никулин С. М, Белова Ю. В. Измерение и идентификация большесигнальных S-параметров нелинейных СВЧ цепей.
5. Кудрявцев А. М., Никулин С. М. Интеллектуальные информационно-измерительные системы ВЧ и СВЧ диапазона: монография. — Н. Новгород: Нижегород. гос. техн. ун-т, 2006. — 198 с.
6. Руководство пользователя к векторному анализатору цепей Rohde & Schwarz ZVA.
Сергей Михайлович Никулин — д-р техн. наук, профессор Нижегородского Государственного Технического Университета им. Р. Е. Алексеева, кафедра "Компьютерные технологии в проектировании и производстве";
® (8314) 36-78-40
E-mail: nikulin@nntu.nnov.ru
Алексей Игоревич Торгованов — инженер тех. поддержки ООО "РОДЕ И ШВАРЦ РУС".
® +7 (831) 233-03-01
E-mail: alexey.torgovanov@rohde-schwarz.com □
УДК 621.317
ИЗМЕРЕНИЕ Э-ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕКТРОННЫХ КОМПОНЕНТОВ В ПОЛОСКОВЫХ ЛИНИЯХ ПЕРЕДАЧИ
А. А. Крылов, О. В. Лавричев, С. М. Никулин
Рассмотрены задачи, возникающие при измерении 8-параметров микроэлектронных компонентов: определение параметров полосковой линии передачи, идентификация моделей полосковых калибровочных мер методом частотного окна и исключение влияния контактных устройств на результаты измерений в стандартном коаксиальном канале. Эффективность восстановления 8-параметров электронных компонентов в широком диапазоне частот с помощью известных методов 80М, 80МТ и ТЯЬ, используемых в практике СВЧ-измерений, сравнивается на примере чип-резистора.
Ключевые слова: полосковая линия передачи, волновое сопротивление, эффективная диэлектрическая проницаемость, постоянная затухания, 8-параметры, векторный анализатор цепей, чип-резистор, калибровочные меры, методы калибровки.
ВВЕДЕНИЕ
Определение 8-параметров микроэлектронных компонентов в полосковых линиях передачи представляет собой сложную научную и техническую задачу, различные аспекты которой об-
суждались в литературе. Так, в [1] рассмотрена задача построения нейросетевых моделей, учитывающих влияние диэлектрической проницаемости подложки и геометрии контактных площадок, а в [2] — проблема неповторяемости
контакта коаксиального и полоскового проводников. В [3] предложен метод спектрального окна для определения параметров относительно физических границ объектов. Однако основной проблемой является неопределенность волнового сопротивления полосковой линии и параметров полосковых калибровочных мер, используемых для исключения влияния контактного устройства на результаты измерений.
В практике СВЧ-измерений наиболее широко распространен TRL-метод, основанный на использовании сквозного соединения Т, проходной линии L и отражающей нагрузки R (обрыв полоскового проводника) с неизвестным коэффициентом отражения [4]. Метод не снимает проблемы неопределенности волнового сопротивления, но не требует аттестации параметров калибровочных мер, поскольку они определяются в процессе самой калибровочной процедуры.
Цель данной работы состоит в том, чтобы показать недостаток TRL-метода, рекомендовать более эффективные известные 8ОМ- (8 — короткое замыкание, О — холостой ход, М — согласованная нагрузка) и 8ОМТ-методы калибровки и предложить оригинальные решения по определению параметров полосковых линий и схемных моделей калибровочных мер.
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ ПОЛОСКОВОЙ ЛИНИИ
Основные параметры полосковой линии передачи (волновое сопротивление, эффективная диэлектрическая проницаемость, фазовая скорость волны, коэффициент затухания), определяемые геометрией ее поперечного сечения, параметрами изоляционной подложки и материалом проводников, найти расчетным путем невозможно, поскольку точных данных о параметрах подложки (диэлектрической проницаемости и тангенсе угла потерь) нет. Решить задачу удается обработкой результатов измерений в коаксиальном канале комплексных коэффициентов передачи Л^ и Л^ двух отрезков полосковых линий разной длины ^ и 2 подключенных к векторному анализатору цепей (ВАЦ) через коакси-ально-полосковые переходы. Конструкция измерительной оснастки приведена в [2].
Эффективную диэлектрическую проницаемость и коэффициент затухания предлагается
f=_FREQ*10Л(-9) f1=1
PORT P=1
Z=50Ohm
TLINP ID=TL1 Z0=50 Ohm L=10.1 mm Eeff=E+E1*(f-f1 )+E2*(f-f1 )л2 Loss=Loss+Loss_1 *(f-f 1) F0=0GHz
PORT P=2
Z=50Ohm
Рис. 1. Схемная модель линии передачи
определять по отношению Л® к как функции частоты:
^ = exp(—i у/ )1 - S22 exP № 'i )-S21
1 - s22 s22 exp (-i2 Y /2 )
= exp(—y/)(1 - S22 Sb2exp(-/2Y/i) + ...).
Здесь Sk и — S-параметры коаксиально-по-лосковых переходов, y = в — ia — постоянная распространения электромагнитной волны в по-
лосковой линии,
, в = Vo/ТёЭфф — фазовая
посто-
янная, Еэфф — эффективная диэлектрическая проницаемость, a — постоянная затухания, / = /2 — /\.
При достаточно большой длине отрезков /i и /2 модуль и фаза отношения S22) / S2P являются квазипериодическими функциями частоты, средние линии которых позволяют с высокой точностью восстановить частотные зависимости Еэфф и a в широком диапазоне частот. Задача решается с помощью модели длинной линии.
Постоянная затухания и эффективная диэлектрическая проницаемость могут быть определены, например, средствами оптимизации из пакета прикладных программ автоматизированного проектирования и моделирования Microwave office при помощи схемной модели линии передачи TLINP (рис. 1) по графикам частотной зависимости модуля и фазы отношения комплексных функций частоты (рис. 2). Для проведения измерений использованы отрезки полосковых линий длиной /i = 109,9 мм и /2 = 120 мм.
По результатам оптимизации получены следующие аналитические частотные зависимости для искомых величин при / = 1 ГГц:
£эфф(/) = 2,81 + 0,0001/ — fi) + 0,00023/—/i) a (/) = 1,66 + 1,156/ — /i).
2
Рис. 2. Графики частотных зависимостей модулей и фаз / Sn"1 (-) и S21 модели TLINP (а — амплитудно-частотная характеристика; б — фазо-частотная характеристика
Диэлектрическая проницаемость и тангенс угла потерь пластины, из которой изготовлена полосковая линия, а также волновое сопротивление линии определяются с помощью полученной схемной модели ТЪШР и модели полоско-вой линии MLIN. С этой целью на новой схеме ^ШР длиной ¡2 (рис. 3) устанавливают частот-
f=
_FREQ*10A(-9) f1=1
PORT P=1
Z=50Ohm
TLINP ID=TL1
Z0=Z+Z1 *(f-f1 )+Z2*(f-f 1 )Л2 Ohm L=120 mm
Eeff=E+E1*(f-f1 )+E2*(f-f1 )л2 Loss=Loss+Loss_1 *(f-f1) F0=0 GHz
PORT P=2
Z=50Ohm
Рис. 3. Схемная модель TLINP полосковой линии
MSUB
Ег=Ег+Ег_1 *(f-f 1)
Н=0.305 mm
Т=0.018 mm
Rho=1
Tand=td
ErNom=3.38
Name=SUB1
f=_FREQ*10"(-9) f1=1
PORT P=1
Z=50 Ohm
MLIN ID=TL1 W=0.68 mm L=120 mm
Г>И I—<1
PORT P=2
Z=50Ohm
Рис. 4. Топологическая модель полосковой линии MLIN
ную зависимость волнового сопротивления, используя глобальные переменные Global Definitions: Zo = Z + Zi(f - fi) + f - fi)2. В топологической модели полосковой линии MLIN задается длина ¡2, ширина полоскового проводника W = 0,68 мм. Остальные параметры пластины и полоскового проводника задаются с помощью элемента MSUB, как показано на рис. 4.
Восстановление параметров изоляционной пластины следует начинать с диэлектрической проницаемости Er, используя графики частотных зависимостей фазы коэффициентов передачи моделей.
Тангенс угла потерь определяется по графикам частотных зависимостей модулей коэффициентов передачи, а волновое сопротивление — по графикам частотных зависимостей модулей коэффициентов отражения с использованием оптимизационных процедур.
Результаты оптимизации позволяют получить аналитические зависимости для искомых величин
Sr(f) = 3,609 + 0,001(f - fi) tgS(f) = 0,0038 + 0,00016(f - fi) Zo(f) = 51,04 + 0,016(f - fi).
ИДЕНТИФИКАЦИЯ СХЕМНЫХ МОДЕЛЕЙ КАЛИБРОВОЧНЫХ ПОЛОСКОВЫХ МЕР
Для калибровки контактного устройства методами SOM и SOMT необходимо знать комплексные коэффициенты отражения от калибровочных полосковых мер короткого замыка-
ния, холостого хода и согласованной нагрузки. Коэффициенты отражения моделируются схемными элементами (рис. 5): короткое замыкание — индуктивностью Ь (а), холостой ход — емкостью С (б), а согласованная нагрузка — параллельным соединением резистора Я и емкости С (в). Однако в широком диапазоне частот эти элементы не постоянны, как и 8-параметры коаксиально-полосковых переходов. Опреде-
лить искомые параметры как постоянные числа удается идентификацией схемных моделей переходов и полосковых мер волнового сопротивления методом частотного окна [2] (см. рис. 5). В качестве модели коаксиально-полоскового перехода использовался двухпортовый блок S2P_BLK. Задача идентификации решается оптимизацией целевых функций в пространстве искомых па
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.