МИКРОЭЛЕКТРОНИКА, 2015, том 44, № 2, с. 147-151
СПЕЦИАЛИЗИРОВАННЫЕ МИКРОСХЕМЫ
УДК 621.382
МИКРОМОЩНЫИ ПРЕДУСИЛИТЕЛЬ ДЛЯ КОМПАРАТОРОВ
ПРЕЦИЗИОННЫХ АЦП
© 2015 г. Д. Л. Осипов
Национальный исследовательский ядерный университет "МИФИ" E-mail: DLOsipov@MEPHI.RU Поступила в редакцию 22.04.2014 г.
Представлен предварительный усилитель для компараторов прецизионных аналого-цифровых преобразователей с низким уровнем энергопотребления. С целью снижения среднего тока потребления каскадов усилителя, в качестве динамической нагрузки в них использованы конденсаторы, которые выполняют функцию источников тока при зарядке на этапе сравнения. Разработана схема коррекции погрешности смещения нуля для усилителей такого типа. Моделирование устройства с использованием КМОП-элементов с проектной нормой 0.35 мкм из библиотеки ХА035 фабрики XFAB показало, что среднее потребление тока при рабочей частоте 1 МГц составляет около 7 мкА.
DOI: 10.7868/S0544126915020064
ВВЕДЕНИЕ
В состав многих современных специализированных микросхем, предназначенных для обработки сигналов датчиков, входят сложнофункци-ональные блоки аналого-цифровых преобразователей (АЦП). Одним из важнейших требований к параметрам большинства из них является минимальный уровень энергопотребления [1]. Среди методов построения микромощных АЦП с быстродействием выше 104 выборок/с наиболее широкое применение нашла архитектура поразрядного уравновешивания — последовательного приближения [2—5]. Среди всех блоков АЦП последовательного приближения наибольшим уровнем энергопотребления характеризуется компаратор.
В настоящей работе представлен блок предварительного усилителя для прецизионных компараторов, который обеспечивает разрешение по входу менее 1 мВ и потребляет в среднем около 7 мкА при рабочей частоте 1 МГц. Каждый из каскадов усилителя реализован по схеме с динамической нагрузкой на основе конденсаторов, которые выполняют функцию источников тока [6]. Такая схема почти не потребляет тока в статике, а величина ее коэффициента усиления зависит от времени и может достигать высоких значений при большой длительности фазы сравнения.
Преимущества схем, использующих в качестве нагрузки переключаемые конденсаторы:
— лучшее согласование параметров и лучшие температурные характеристики прецизионных конденсаторов по сравнению с прецизионными поликремниевыми резисторами, применяемыми в КМОП-аналоговых схемах [7];
— существенный выигрыш по площади по сравнению с аналогичными по параметрам КМОП-кас-кадами, реализованными с использованием традиционных схемных решений (в предложенной схеме эквивалентное сопротивление нагрузки каскадов составляет ~60 кОм при площади всего 120 мкм2);
— уменьшение энергопотребления благодаря динамическому управлению нагрузкой.
Недостатком схем с динамической нагрузкой на основе переключаемых конденсаторов является жесткое требование точного задания временных параметров управляющих синхроимпульсов, что накладывает определенные ограничения на допустимую величину коэффициента усиления одного каскада, а также приводит к некоторому увеличению погрешности смещения нуля из-за погрешностей синхронизации. Поэтому, например, однокаскадный предварительный усилитель компаратора, представленного в [6], из-за недостаточной точности не может служить универсальным блоком для построения компараторов прецизионных АЦП, в которых обычно применяются многокаскадные усилители с автоматической коррекцией погрешности смещения нуля каскадов. Цель настоящей работы состоит в том, чтобы на основе каскадов с динамической нагрузкой на переключаемых конденсаторах, разработать многокаскадную схему компаратора с коррекцией погрешности смещения нуля.
КАСКАД
ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Предложенная схема усилительного каскада показана на рис. 1. Основные фазы работы схемы:
148
ОСИПОВ
outp
outn
Рис. 1. Усилительный каскад компаратора.
Сброс (R = 0, S = 1). Транзисторы MP2 и MP3 открыты, транзисторы MP0 и MP1 закрыты, происходит разрядка емкостей C0 и C1.
Сравнение (R = 1, S = 0). Транзисторы MP2 и MP3 закрыты, транзисторы MP0 и MP1 открыты, происходит зарядка емкостей C0 и C1.
Удержание (R = 1, S = 1). Транзисторы MP2, MP3 и MP0, MP1 закрыты разность напряжений на емкостях C0 и C1 является результатом сравнения.
Корректная работа в режиме сравнения возможна только при условии, что транзисторы входной дифференциальной пары находятся в области насыщения тока стока. Рассмотрим случай равенства напряжений на входах усилительного каскада VinMN0 = VinMN1 = V„. Условие работы транзисторов MN0 и MN1 в области насыщения:
Vds > Vgs - V
gs
thni
(1)
где УЛп — пороговое напряжение п-канального транзистора.
Во время фазы сравнения напряжение на стоке транзисторов М^ и М№ уменьшается в соответствии с
V - V -t1d
Vd — V dd с '
(2)
где ? — продолжительность этапа сравнения, = = 7^/2 — ток стока транзисторов М^ и М№, С — емкость в цепи нагрузки (С0 и С1 на рис. 1).
Таким образом, из уравнения (2) напряжение Уж может быть выражено как
Vds = Vd - Vs = Vdd -tIS - Vn + Vgs.
2C
gs-
(3)
Исходя из выражений (1)—(3) условие насыщения транзисторов входной дифференциальной пары
2(Vdd - Vthn - Vin) > t.
I ss C
(4)
Таким образом, для заданного тока и напряжения смещения соотношение длительности фазы сравнения и емкости является определенным.
Дифференциальное усиление каскада для малого сигнала может быть выражено как:
4iiff — gmdiff с ' gmdiff — nCox ss■
(5)
В прототипе разработанной схемы ток Iсоставляет 40 мкА, входное смещение равно 1.25 В. Таким образом было получено соотношение:
I < 2(3.3В - 0.58В - 1.25)
C
40 мкА
7.35 х 104 Ом.
m
a
S «
<D «
ft G
ce
Я
M о H
m
a
S «
<D «
ft G
ce
Я
m
<D
S «
<D «
ft G
ce
Я
3.0 2.0 1.0
0
40
20
0 3.5
3.0
2.5
20 10 0 -10 -20
МИКРОМОЩНЫИ ПРЕДУСИЛИТЕЛЬ
..........................................Управляющие сигналы
149
I
LJ
—Г-" 1 1 1 1 1 f 1 1 1 1
1 1 1 1
1 1 1— _ i 1 1 1 .j
Ток потребления
Выходные сигналы каскада усилителя
Дифференциальный выход каскада усилителя
1.0
1.5 2.0
Время, мкс
3.0
Рис. 2. Временная диаграмма работы каскада при величине входного сигнала 1 мВ.
Путем моделирования в среде Cadence Virtuoso использованием симулятора Spectre результат был уточнен:
(C )
6.34 х 104 Ом.
spectre
Таким образом, для конденсатора емкостью 1.55 пФ (12 параллельно включенных конденсаторов типа со структурой металл—диэлектрик-металл площадью 10 мкм2) максимальное время сравнения составляет ~100 нс.
Поскольку длительность управляющих импульсов, формируемых представленной в данной работе схемой, сильно зависит от температуры и напряжения питания, время сравнения было установлено для нормальных условий равным 80 нс. Результаты моделирования каскада представлены на рис. 2. Средний ток потребления одного каскада при частоте 1 МГц составляет 3.2 мкА, коэффициент усиления равен 16.
УСИЛИТЕЛЬ С КОРРЕКЦИЕЙ СМЕЩЕНИЯ НУЛЯ
На рис. 3 представлена схема разработанного двухкаскадного усилителя. Коррекция погрешности смещения нуля осуществляется путем запоминания напряжений смещения каскадов на разделительных конденсаторах С0, подключенных к их выходам, с последующим вычитаем этих напряжений из разностных сигналов на этапе сравнения.
Емкости конденсаторов схемы коррекции и емкости нагрузочных конденсаторов каскада выбираются одинаковыми. Тогда емкость нагрузки каскада в режиме коррекции оказывается равной 2С, и время сравнения возрастает в два раза: ?корр = 2?. Поэтому можно получить корректное значение коэффициента усиления напряжения смещения.
Проведено моделирование усилителя с использованием КМОП-элементов с проектной нормой 0.35 мкм из библиотеки ХА035 фабрики ХЕАВ. Для
150
ОСИПОВ
COR
0 V
Л1 ¿1 Е2 ¿2
Рис. 3. Схема усилителя с коррекцией смещения нуля.
оир
В
о
| 1-00 &0-75
Д 0.50 0.25
0
-0.25
'¿2
* I
I
•¡Хг
IV
. Выходной сигнал предварительного усилителя-
Выходной сигнал предварительного усилителя до коррекции-----
---------»1 —
' I I
J
2 3
Время, мкс
Рис. 4. Коррекция смещения нуля (смещение 40 мВ, величина входного сигнала 1 мВ).
0
1
4
300 250
е200
Я
§ 150
§
^ 100
Температурная зависимость усиления и единичной задержки
150
50 0
1 1 ✓ Усиление ---- . Задержка - _ _
1 1 ✓ 1 1' ч . < 1
^ч! /1 1 1 Ч 1 >» -ч
"""У'" , / , ___J____|____ 1
/■ ■ / ' ' .У..'____1____ 1
/ ' ' / ' ' / : : .
с
н
а,
к
100*
р
е
аде 00
50
-80 -60 -40 -20 0 20 40 60 80 100 120 Температура, °С
Рис. 5. Зависимость усиления и задержки от температуры.
разработанной схемы, максимальная величина напряжения смещения нуля, приведенного к входу, при котором предусилитель может разрешить входной сигнал амплитудой 1 мВ, составила около 50 мВ. Выходной сигнал каскада усилителя и результат коррекции для напряжения смещения 40 мВ показаны на рис. 4. Общее усиление двух
каскадов равно 240, средний ток потребления при частоте 1 МГц составляет 7 мкА.
Из-за влияния температуры на длительность управляющих сигналов[8-9], усиление также существенно зависит от температуры. На рис. 5 приведена зависимость коэффициента усиления и времени задержки от температуры.
МИКРОМОЩНЫЙ ПРЕДУСИЛИТЕЛЬ
151
vdd
*—»
MP3
MP1
M
s—•—"
pmos ф ,pmos
3h
PO
MNO,
:gnd J
inmos
1
MNl_
a
HE
MP
pmo^ a pmos
fMN1
nmos(
2
MN8
HS
gnd
110
A 2x ■■. Q ^ outn INX2
111
—A2x. Q ^outp
INX2
MN2 MN3
Ha
I inp
STR
gnd
Рис. б. Триггер-защелка.
nmos»
nmos
nmos
В качестве триггера-защелки использовалась схема, показанная на рис. 6.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
В работе представлен микромощный предварительный усилитель для компараторов прецизионных АЦП, а также двухкаскадный стробируемый компаратор с коррекцией погрешности смещения нуля, выполненный на его основе. Средняя величина тока потребления усилителя при рабочей частоте 1 МГц составляет l мкА, коэффициент усиления равен 240. Недостатком схемы является значительная температурная зависимость коэффициента усиления. Величина усиления может быть стабилизирована при использовании усовершенствованной схемы формирования упра
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.