ПРИБОРЫ И ТЕХНИКА ЭКСПЕРИМЕНТА, 2009, № 2, с. 53-56
_ ЭЛЕКТРОНИКА _
- И РАДИОТЕХНИКА -
УДК 621.316.726
МУЛЬТИОКТАВНЫЙ (0.5-12 ГГц) МАЛОШУМЯЩИЙ ТРАНЗИСТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
© 2009 г. А. Янев, В. 3. Ранев, П. Зубов
Институт электроники Болгарской академии наук Болгария, 1784, София, Бул. Цариградско шосе, 72 Поступила в редакцию 13.05.2008 г.
Представлен эффективный метод компьютерного расчета и оптимизации характеристик ультраширокополосных малошумящих транзисторных усилителей. Метод применен при проектировании трехкаскадного усилителя, выполненного по микрополосковой технологии с использованием корпу-сированных транзисторов и чип-резисторов и конденсаторов. В частотной полосе 0.5-12 ГГц получены следующие характеристики: коэффициент шума 2.2-3.2 дБ, коэффициент усиления >25.6 дБ, неравномерность усиления ±1.2 дБ и коэффициент стоячей волны напряжения <2.8 и <2.2 соответственно на входе и выходе в частотной полосе 0.5-12 ГГц.
РДСБ: 84.40.Dc, 84.30.Le
Основной проблемой при проектировании широкополосных малошумящих усилителей на транзисторах является нарастающая с увеличением частотной полосы разница между оптимальным по шуму импедансом и импедансом при минимальном коэффициенте стоячей волны (КСВ). Использование резистивной обратной связи между стоком и затвором транзистора приводит к приемлемому компромиссу между шумом и КСВ для транзисторной структуры. Много публикаций посвящено исследованию влияния различных типов обратной связи (параллельной, последовательной, каскадной) на характеристики усилителей [1-4]. Гораздо меньшее внимание уделяется синтезу согласующих цепей и реализации оптимальных для данного транзистора характеристик в широкой частотной полосе.
В настоящей работе представлен метод компьютерного синтеза согласующих цепей многокаскадных усилителей для получения в широкой частотной полосе минимального коэффициента шума при заданных неравномерности усиления и КСВ. Метод применен при расчете характеристик трехкаскадного усилителя с полосой 0.5-12 ГГц, исполненного по микрополосковой технологии на основе корпусированных транзисторов (ATF36077, Agilent Technologies) и чип-резисторов и конденсаторов.
На рис. 1 представлена начальная эквивалентная схема усилителя. Транзисторы T1-T3 представлены в виде четырехполюсников, описанных их шумовыми и ^-параметрами. Между затвором и стоком каждого транзистора включена цепь параллельной обратной связи, состоящая из резистора, индуктивности и емкости. Входная, выход-
Г* <1 Г> <1 г*
Г> г> г>
r22 r33
Рис. 1. Эквивалентная схема трехкаскадного усилителя с идеализированными согласующими цепями.
Z
Z
Z
Z
Z
Z
2
4
6
Рис. 2. Рассчитанные характеристики усилителя рис. 1 без обратных связей (а) и с обратными связями (б).
ная и межкаскадные согласующие цепи смоделированы идеальными трансформаторами Тр (Я, -трансформированные сопротивления) и реактивными элементами (-С1 Ьи С2 и -С3, минусы обозначают отрицательную емкость с реактивным сопротивлением X - с = Д1/юс)). При емкостном характере импеданса затвора и стока транзистора использованная для входной и выходной согласующих цепей модель приводит к широкополосному согласованию и к получению характеристик, близких к оптимальным для данного транзистора (к минимальному коэффициенту шума при заданном КСВ). Параллельно стоку Т2 и Т3 включены последовательные ¿Я-цепи (Ьс2, Яс2 и Ьс3, Яс3), которые компенсируют спад усиления транзистора по частоте, а также увеличивают стабильность на низких частотах.
Чтобы продемонстрировать возможности таких согласующих цепей, подсчитаны характеристики усилителя без обратной связи и определены значения коэффициентов трансформации и реактивных элементов (-С1, Ьъ С2 и -С3) при КСВ < 2 по входу и выходу. Исследование различных вариантов реактивностей в промежуточных цепях показывает, что наилучшие результаты получаются при Ь и С соответственно в первой и во второй промежуточных цепях (рис. 1). В полосе частот 0.5-12 ГГц получены следующие параметры (рис. 2): коэффициент усиления Ку = 28 ± 1.5 дБ,
ь2 -TYVW
'3
□ 50
Рис. 3. Структурная схема выходной согласующей цепи.
КСВ < 2 по входу и выходу и коэффициент шума Кш < 0.9 дБ, что очень близко к минимальному для использованного транзистора.
В [5] показано, что при заданных наклоне усиления и коэффициенте передачи согласующей цепи относительная частотная полоса Aff пропорциональна постоянной времени т = RC, где R и C - соответственно эквивалентное сопротивление и емкость затвора или стока транзистора.
Принимаем, что Rx и I-CjI1 (рис. 1) близки по величине к сопротивлению и емкости затвора транзистора, что на практике является приемлемым приближением. Из [5] можно определить минимальное т = Rx(I-CxI), соответственно минимальную емкость C1rag, удовлетворяющую условию синтеза согласующей цепи на дискретных элементах, эквивалентных элементам на рис. 1 в полосе частот 0.5-12 ГГц. Аналогичным образом можно определить и минимальную величину C.
^Змин-
Для использованного нами транзистора величина I-C3I, полученная при оптимизации усилителя (рис. 1), больше расчетной минимальной величины, и задача сводится к синтезу согласующей цепи по заданным частотной полосе, коэффициенту трансформации и последовательной емкости I-C3I. В структуре синтезированной выходной цепи на дискретных элементах (рис. 3), полученной с помощью программы синтеза цепей из пакета программ Microwave Harmonics, отсутствует емкость I-C3I. Величины дискретных элементов уточняются сравнением импеданса Z6 на рис. 1 и рис. 3 в полосе частот 0.5-12 ГГц, что показано на рис. 4. Полученная величина I-CjI намного меньше расчетной минимальной величины, что ограничивает частотную полосу, в которой можно
1 При синтезе согласующих цепей на дискретных элементах используется модуль емкости 1-^1 в качестве первого элемента относительно затвора или стока транзистора. В реальной структуре этот модуль отсутствует.
6
C
2
МУЛЬТИОКТАВНЫЙ (0.5-12 ГГц) МАЛОШУМЯЩИЙ
55
Л6, Х6, Ом 30
20
10
10 12 /, ГГц
Рис. 4. Частотная зависимость импеданса выходной согласующей цепи сплошные кривые соответствуют рис. 1, штриховые - рис. 3.
синтезировать согласующую цепь на дискретных элементах.
Следующим шагом в расчете является оптимизация характеристик усилителя (рис. 1) с включенными обратными связями и синтезированной
выходной ¿С-цепи (рис. 3) при соблюдении условия 1-С11 > С1мин. Рассчитанные характеристики показаны на рис. 26. Сравнение характеристик с обратной связью и без нее показывает, что при близких величинах Ку, неравномерности и КСВ, шум во втором случае возрастает на 1-1.6 дБ, оставаясь <2.7 дБ. Полученные новые величины коэффициентов трансформации и реактивных элементов -С1, Ь1 и С2 использованы при синтезе входной и межкаскадной цепей вышеописанным способом для синтеза выходной согласующей цепи.
На рис. 5 показана эквивалентная схема усилителя на дискретных элементах, полученная после оптимизации. Рассчитанные характеристики близки к полученным на идеализированной эквивалентной схеме (рис. 1) с параллельными обратными связями между затвором и стоком транзисторов: Ку = 28 ± 1.1 дБ, Кш = 1.4-2.9 дБ и КСВ < 2.
Последним этапом расчета усилителя является переход от дискретных элементов к элементам с распределенными параметрами. Все индуктивности, за исключением ¿6 и Ь1, и параллельные емкости реализованы как отрезки микрополосковых
<1 Г> <1 г>
Е> Е>
Лц Л99
<1 г>
Л33
Рис. 5. Эквивалентная схема усилителя на дискретных элементах.
Ку, КСВ, дБ 30
20 10 0 -10 -20
(а)
Ку
Кш, дБ
6 4 2 0 -2
Ку, КСВ, дБ 30
20 10 0 -10
(б)
-4 -20
2 КСВ„ 6
Ку
_|_I_I_|_
Кш, дБ
10 /, ГГц
КСВ,
6 4 2 0 -2 -4
Рис. 6. а - рассчитанные характеристики усилителя на дискретных элементах и на элементах с распределенными параметрами; б - экспериментальные характеристики усилителя.
0
г
г
г
г
г
г
5
2
3
4
6
56
ЯНЕВ и др.
линий. В практической конструкции усилителя последовательная индуктивностъ Ь2 выполнена на двух микрополосковых линиях, между которыми включен конденсатор С3. Резисторы, последовательные и блокирующие конденсаторы С являются чип-элементами. После оптимизации характеристик усилителя получены следующие параметры (рис. 6а): Ку = 27.5 ±1.2 дБ, Кш = 1.5-2.9 дБ, КСВвх < 2.2 и КСВВыХ < 2.
Рассчитанный по описанной методике усилитель выполнен на подложке 10 х 25 мм с диэлектрической постоянной 2.44. После незначительной настройки резисторов обратной связи для улучшения неравномерности усиления получены следующие характеристики (рис. 66): Кш = 2.2-3.2 дБ, Ку > > 25.6 дБ при неравномерности ±1.2 дБ, КСВвх < < 2.8 и КСВвых < 2.2. Измеренный коэффициент шума на ~(0.3-0.7) дБ больше расчетного, что является результатом потерь в использованных чип-конденсаторе С2 и индуктивностях £6-£7.
Можно предположить, что при использовании монолитной интегральной технологии коэффициент шума значительно улучшится. Реализованный усилитель имеет характеристики, сравнимые с характеристиками наилучших описанных в литературе образцов в той же полосе частот, исполненных по монолитной интегральной технологии.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Rigby P. N, Suffolk J. R, Pengelly R. S. // IEEE MTT Int. Microwave Symp. Dig. 1983. P. 41.
2. Maclean D. J. H. // IEE Proc. 1986. V. 133. № 5. P. 428.
3. Morkner H, Frank M, Milliker D. // IEEE Microwave and Millimeter-Wave Monolitic Circuits Symp. 1997. P. 13.
4. Kyu B. K, Lee K. // IEEE Trans. Microwave Theory and Tech. 1997. V. 45. № 9. P. 1627.
5. Wolter H. K, Petersen W. C. // IEEE Trans. Circuits and Systems. 1973. V. CaS 22. P. 523.
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.