РАДИОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА, 2004, том 49, № 6, с. 707-712
АНТЕННО-ФИДЕРНЫЕ ^^^^^^^^^^^^ СИСТЕМЫ
УДК 621.396.96
ПРОСТРАНСТВЕННО-ВРЕМЕННАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В БИСТАТИЧЕСКОЙ ПРОСВЕТНОЙ РАДИОЛОКАЦИОННОЙ СИСТЕМЕ С АНТЕННОЙ РЕШЕТКОЙ © 2004 г. А. Б. Бляхман, А. В. Мякиньков, А. Г. Рындык
Поступила в редакцию 08.08.2002 г.
Рассмотрен метод пространственно-временной обработки сигналов в бистатической радиолокационной системе с обнаружением "на просвет", основанный на применении антенных решеток, характеристики направленности которых формируются после амплитудного детектирования сигналов в ненаправленных (слабо направленных) пространственных каналах. Показано, что возникающая при такой обработке неоднозначность измерения угла прихода может быть легко устранена. Оценены характеристики измерения методом математического моделирования.
ВВЕДЕНИЕ
Бистатические просветные радиолокационные системы (БРЛС) давно привлекают внимание исследователей, так как обеспечивают возможность обнаружения малоразмерных целей [1-6]. Такая возможность обусловлена резким (на 20...40 дБ) увеличением эффективной поверхности рассеяния целей при пересечении (или вблизи) линии базы, соединяющей приемную и передающую позиции БРЛС. Недостатком таких систем считают трудность определения местоположения целей в наиболее привлекательных с точки зрения практической реализации системах с непрерывным (гармоническим) зондирующим сигналом. Однако в работах [7-10] показано, что в двухкоорди-натных системах эта задача может быть вполне успешно решена, если в качестве первичных измерений используются измерения доплеровской частоты и направления прихода сигнала. При непрерывном зондирующем сигнале эти параметры могут быть легко измерены традиционными методами. Задача существенно упрощается, поскольку в просветной БРЛС обнаружение отраженного от цели сигнала происходит на фоне мощного прямого сигнала передатчика.
В результате на входе приемника образуется интерференционный сигнал, модулированный по амплитуде с доплеровской частотой. В этом случае сигнал доплеровской частоты можно выделять путем простого амплитудного детектирования. При этом в приемнике не требуется точно знать несущую частоту зондирующего сигнала, что в условиях разнесения приемника и передатчика является серьезным преимуществом. Измерение направления прихода волны может быть реализовано путем использования антенн с многолучевыми диаграммами направленности, в частности зеркальных антенн с парциальными каналами [7-11]. В таких системах на соотношение
коэффициентов передачи каналов обработки влияет уровень прямого сигнала, от которого зависят коэффициенты передачи амплитудных детекторов в каналах. Если в канале, направленном на передатчик, уровень прямого сигнала слишком высок, что может вызвать его перегрузку, то в других каналах он определяется уровнем боковых лепестков и поэтому является случайным.
Современные РЛС обычно ориентированы на использование антенн в виде антенных решеток (АР). Применение фазированных АР (ФАР) в моностатических РЛС является предпочтительным. Однако в просветной БРЛС реализация ФАР существенно затруднена в связи с тем, что в месте приема отсутствует опорный когерентный сигнал. Для обеспечения когерентной обработки необходимо либо передавать по выделенному каналу связи сигнал передатчика, либо выделять опорное напряжение из прямого сигнала. Оба варианта достаточно сложны с точки зрения практической реализации.
Вместе с тем в просветной БРЛС имеется уникальная возможность реализации АР с формированием характеристик направленности после амплитудного детектирования колебаний, принимаемых отдельными элементами (каналами) АР. Амплитудное детектирование происходит в присутствии прямого сигнала высокого уровня, благодаря чему амплитудный детектор (АД) работает в режиме синхронного детектирования отраженного от цели сигнала с выделением сигнала доплеровской частоты. В этом случае не требуется связь между приемником и передатчиком. Поэтому приемный и передающий модули могут быть автономными. Поскольку элементы АР идентичны, уровень прямого сигнала на входах АД всех каналов будет одинаков и, следовательно, не будет влиять на соотношение их коэффициентов передачи.
707
5*
Рис. 1.
1. АЛГОРИТМ ПРОСТРАНСТВЕННО-ВРЕМЕННОЙ ОБРАБОТКИ
Рассмотрим иросветиую БРЛС с непрерывным (гармоническим) зондирующим сигналом и приемной антенной в виде линейной эквидистантной АР. Функциональная схема БРЛС приведена на рис. 1, где 1 - передающая позиция; 2 - антенна передающей позиции; 3 - АР приемной позиции; 4 - приемники пространственных каналов АР; 5 - АД; 6 - аналого-цифровые преобразователи (АЦП); 7 -модуль пространственно-временной обработки сигналов; 8 - модуль траекторной обработки; Ц - цель;
х, у - декартовы координаты цели; у - вектор скорости цели; а - азимут цели; ф - угол наклона
траектории к линии базы; в б - бистатический угол.
Будем предполагать, что в каждом канале до совместной обработки проводится фильтрация, усиление и амплитудное детектирование сигнала, поступающего на вход ненаправленного (слабо направленного) элемента АР, и АД без искажений выделяет огибающую сигнала, поступающего на его вход. Тогда выражение для п-го отсчета процесса на выходе детектора ¿-го канала имеет вид
и{ [ п ] = и 0 + + иссо8\ фд[п] + ¿2п^та[п] + ф0 I + (
(1)
где ы0 - постоянная составляющая сигнала на выходе АД; фд[п] - фазовый набег, обусловленный наличием доплеровского сдвига частоты отраженного от движущейся цели сигнала; ыс, ф0 - амплитуда и случайная начальная фаза сигнала доплеров-
ской частоты
¿-м элементе АР; ¿2п - 8т а[п] X
9 15 а, град
Рис. 2.
фазовый набег, обусловленный разностью хода сигналов движущейся цели между первым и ¿-м
каналами; -, X, а - расстояние между элементами АР, длина волны сигнала передатчика и направление прихода отраженного от цели сигнала (по отношению к нормали к АР) соответственно; ^¿[п] -отсчеты собственного шума ¿-го канала.
В каждый момент времени распределение амплитуд по элементам решетки имеет вид пространственной гармоники [12], частота которой определяется углом а. Для формирования характеристики направленности в плоскости АР может быть использовано дискретное преобразование Фурье (ДПФ) по пространственной выборке, представляющей одномоментные отсчеты (1) сигналов с выходов АД элементов АР. При движении цели в зависимости от угла прихода волны меняются частота пространственной гармоники и амплитуды откликов пространственных фильтров. Рассмотрим характеристики направленности как зависимость амплитуды отклика от угла прихода волны. На рис. 2 приведена характеристика направленности фильтра, настроенного на угол 5.625° относительно нормали к АР (второй фильтр ДПФ для 16-элементной АР).
Как видно из рис. 2, характеристики направленности, формируемые описанным способом, во-первых, оказываются сильно "изрезанными" по угловой координате (это затрудняет измерение направления прихода сигнала) и, во-вторых, обладают симметрией относительно нормали к АР, что приводит к неоднозначности измерения угла а. Причиной изрезанности является изменение начальной фазы пространственной гармоники при движении цели. Фактически начальная фаза пространственных гармоник изменяется с частотой,
равной частоте Доплера отраженного сигнала. А поскольку пространственная гармоника после АД является действительной, величина отклика пространственного фильтра зависит от начальной фазы (особенно сильно при малой частоте пространственной гармоники).
Последетекторная обработка является и причиной неоднозначности измерения угловой координаты, так как амплитуда отклика пространственного фильтра не зависит от знака частоты пространственной гармоники и, следовательно, от направления прихода сигнала. Покажем, что оба отмеченных недостатка устраняются при использовании совместной пространственно-временной обработки.
Рассмотрим интервал времени, на котором могут быть получены единичные измерения допле-ровской частоты Пд и направления прихода сигнала а. Будем полагать, что на этом интервале изменением Пд и а, обусловленным движением цели, можно пренебречь. Для получения единичного измерения доплеровской частоты и угловой координаты над двумерным массивом отсчетов сигналов с выходов АД и[1, п], I е [0, Ь - 1], п е [0, N - 1], где Ь - число элементов АР, N - число временных отсчетов в каждом канале обработки, может быть выполнено двумерное ДПФ:
L-1N-1
S (к, m) = ^^ u [ i, n ] exp
i = 0 n = 0
" .2п "
- j Lik
X
(2)
X exp
" .2п
- j—nm N
, к = 0, L-1; m = 0, N-1.
S(k, m) 150
100
50
30
20 10 m
Согласно (2), максимум модуля функции S(k, m)
d . Л
достигается при выполнении равенств --sin а = ± -
К L
2 п
и ПдА = ± — m, где А - интервал дискретизации по
времени. По положению максимума можно оценивать значения измеряемых параметров. При этом возникает неопределенность в отношении знаков частоты Доплера и угла прихода волны. Так как ДПФ действительного двумерного сигнала обладает симметрией отсчетов в диагонально противоположных квадрантах, то каждой паре оценок а и Пд по максимуму модуля двумерного преобразования Фурье соответствуют две пары возможных значений этих параметров. Это иллюстрируют графики функции |S(k, m)| на рис. 3 для случаев, когда частота и угол имеют одинаковые и разные знаки (соответственно кривые 1 и 2). Однако по расположению максимумов можно сделать вывод о знаке угла прихода волны относительно частоты Доплера: если максимум, находящийся по оси доплеровских частот в положительной области, по оси пространственных частот также нахо-
15 20 25
k 25 30 0
Рис. 3.
дится в положительной области, то знаки частоты и угла одинаковы. Если же фильтр с максимальным откликом для положительных доплеровских частот оказывается в области отрицательных пространственных частот, то частота и угол имеют противоположные знаки.
При известном знаке частоты Доплера знак координаты а определяется однозначно. Таким образом, получаем простой способ устранения неоднозначности измерений. Положительным значениям доплеровской частоты соответствует приближение цели к линии базы.
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.