9. Чирков И. П. Учет модуля коэффициента передачи отрезков коаксиальной линии при передаче размера единицы мощности СВЧ с исключением погрешности рассогласования // Метрология в XXI веке: Докл. науч.-практ. конф. молодых ученых, аспирантов и специалистов. Менделеево, 2014. С. 10—17.
10. Чирков И. П. Практический метод определения эффективного коэффициента отражения выхода коаксиальных ваттметров проходного типа // Метрология в XXI веке: Докл. науч.-практ. конф. молодых ученых, аспирантов и специалистов. Менделеево, 2013. С. 47—52.
11. ГОСТ 8.381—2009. ГСИ. Эталоны. Способы выражения точности.
12. Чирков И. П. Современные коаксиальные калибраторы мощности СВЧ в диапазоне частот до 50 ГГц // Измерительная техника. 2014. № 10. С. 48—54.
13. Чирков И. П. Исследование методов измерения модуля коэффициента передачи переходов для расширения диапазона частот ГЭТ 26—2010 в коаксиальных трактах до 50 ГГц // Метрология в радиоэлектронике: Тез. докл. науч.-техн. конф. Менделеево, 2014. С. 76—79.
Дата принятия 20.05.2015 г.
621.321
Расчет характеристик панорамного измерительного приемника с широким динамическим диапазоном
И. П. СИВОКОНЬ, С. А. СИНЕЛЬНИКОВ
Конструкторское бюро «Селена», Краснодар, Россия, e-mail: sinelnikov_50@mail.ru
Показана возможность создания панорамного измерительного приемника с коэффициентом перекрытия по частоте 1,55 и динамическим диапазоном по комбинационным каналам приема более 100 дБ без перестраиваемого входного фильтра.
Ключевые слова: панорамный измерительный приемник , динамический диапазон, комбинированный канал приема.
The possibility of creation of panoramic measuring receiver with frequency utilization factor 1,55 and dynamic range for combination channels of reception exceeding 100 dB without tunable entrance filter is shown.
Key words: panoramic measuring receiver, dynamic range, combined reception channel.
В супергетеродинных панорамных измерительных приемниках (ПИП) динамический диапазон измерений ограничивается уровнем восприимчивости к помехам паразитных комбинационных каналов приема (ККП), образующихся в первом преобразователе частоты [1]. Динамический диапазон приемника зависит от отношения амплитуд полезного отклика, прошедшего на выход прибора через основной канал приема (ОКП), и ложных откликов, проникающих на выход через ККП. Взаимозависимость частот гетеродина /г, полезного сигнала /с и помехи /п, формирующих ОКП и ККП в первом смесителе ПИП, описывается системой уравнений [2, 3]:
п/р - т/С + /п = ± F;
п/г + т/С - / =± F ;• (1)
п/р - т/С - /п = ± F,
где F — промежуточная частота ПИП; п = 0, 1, 2,...— номер гармоники гетеродина, взаимодействующей в смесителе с гармониками полезного сигнала и помехи; т = 0, 1, 2, ... — номер гармоники полезного сигнала, взаимодействующей с
гармониками гетеродина и помехи; г = 0, 1, 2, ... — номер гармоники помехи, взаимодействующей с гармониками гетеродина и полезного сигнала.
Для ослабления помех, проникающих на выход прибора по ККП, измерительные приемники снабжают узкополосными входными полосовыми фильтрами (ПФ), настроенными на частоту ОКП и перестраиваемыми по частоте сопряженно с перестройкой приемника [3]. Однако с перестраиваемым входным ПФ связаны жесткие ограничения на скорость автоматической перестройки прибора по частоте. Точное сопряжение перестройки по частоте электрически пассивного ПФ с перестройкой гетеродина ПИП на практике оказывается достаточно сложным и не всегда может быть качественным.
Расчеты показывают, что в первом смесителе ПИП для подавляющего большинства ККП можно достаточно сильно ослабить восприимчивость к помехам только за счет оптимального выбора частотных параметров первого преобразователя (с высокой промежуточной частотой). На рис. 1 показана упрощенная структурная схема входных цепей такого панорамного приемника, перекрывающего диапазон частот 0,9—1,4 ГГц. Недостаток ПИП с высокой F состоит в возмож-
Рис.1. Упрощенная структурная схема входных цепей панорамного приемника, предназначенного для работы в полосе частот 0,9—1,4 ГГц:
ДЧК — двухчастотный калибратор; П1, П2 — переключатели; ПФ1, ПФ2, ПФ3 — полосовые фильтры; ФКС — формирователь компенсирующего сигнала; См1, См2 — смесители; F = 5,7 ГГц; Г — гетеродин, ^ = 6,6...7,1 ГГц; УПЧ1, УПЧ2 — усилители промежуточной частоты; Дет1, Дет2 — детекторы промежуточной частоты; ВУ — вычитающее
устройство
ности образования дополнительных гармонических ложных откликов, если частота образовавшейся в смесителе гармоники полезного сигнала или помехи оказывается равной промежуточной частоте:
ветствующую степень i, после сравнительно несложных тригонометрических преобразований можно найти попадающие в полосу пропускания Afno = (5,7+0,02) ГГц узкополосного фильтра ПФ2 наиболее мощные составляющие напряжения на выходе См1:
и = K2 [Vc V/ cos (Y - а) + V V/ cos (у - Р)] + + (ЗК4 / 2) V V Ч(У- 2а+ Р) + + VcVn2 Vrcos (у + а- 2Р)] + + (К5 /16) [Vc5 cos 5а + 5Vc4Vn cos (4а + Р) + +10Vc3Vn2 cos (3а + 2P) + +10Vc2Vn3 cos (2а + 3P) + 5Vc Vn4 cos (а + 4P) + + V5 cos 5P] +... (4)
mt = F; rfn = F.
(2)
Рассмотрим случай, когда частоты полезного сигнала
Uc = Vccos(2nfi) =
Vccosа и помехи ип
= V^os^nfJ) = VRcosp
Из (1), (2), (4) найдены и приведены в таблице условия формирования в ПИП полезных и наиболее мощных ложных откликов в зависимости от Р или частоты настройки прибора ^ = ^ - Р.
Расчеты относительного ослабления восприимчивости ККП в См1 выполнены по формуле [2]:
попадают в полосу пропускания А/Пф = (1,15 ± 0,25) ГГц широкополосного входного полосового фильтра ПФ1, а переключатели П1, П2 находятся в положении 2. Напряжение на выходе кристаллического смесителя См1 в этом случае можно записать в виде [4]:
А
ККП
Vq "
BqVm
1 Ч( V/
n -1
(5)
Ui = ir= 2 K (Uc + un + ur )l = = X Г= 2 K (Vc cos а + Vn cos p + Ur cos у)l ,
Vn!
(3)
где К) — поправочный коэффициент; \/г — амплитуды
напряжений полезного сигнала, помехи и гетеродина на входе См1; у = — фаза напряжения гетеродина.
Если ограничиться рассмотрением ККП в смесителе См1 только при д = т + г + п < 6, то, возведя трехчлен (3) в соот-
Основные комбинационные и гармонические каналы приема кристаллического смесителя См1
где — характеристическое напряжение на р-п-переходе в кристаллическом диоде; Вд — коэффициент, зависящий от номеров взаимодействующих в смесителе гармоник т, г, п.
Расчеты относительного ослабления восприимчивости гармонических каналов приема ИГРМ) на частотах (2) для См1 можно выполнить по приближенной формуле, полученной на основе [2, 4, 5]:
А
ГРМ
= 2r - 2 r !Vc V/
/Г - 2
'О_
Vi
1+^
1+
1
4 (r+1)
-1
(6)
Условия формирования каналов Расчетное ослабление
n m r q относительной восприимчивости ^ККП' ^ГРМ'
0 0 1 2 3 4 5 5 4 3 2 1 0 5 5 5 5 5 5 f = F mfc + f = F mfc + f = F mfc + f = F mfc + f = F mfc = F 151 (ГРМ) 140 (ККП) 139 (ККП) 140 (ККП) 158 (ККП) 187 (ГРМ)
0 1 2 fn = fH 0 (ОКП)
1 1 0 2 2 4 fc = f» f - mfc = fN 0 (ОКП) 65 (ККП)
2 1 3 4 6 1 1 1 1 71 (ККП) 139 (ККП)
3 2 6 mfc - ff 145 (ККП)
При выводе выражения (6), разложив выходное напряжение кристаллического диода в степенные ряды, авторы ограничились рассмотрением только первых двух членов разложения для каждого ряда. По оценке авторов, такое ограничение может привести к погрешностям расчета уровня гармонической помехи не более ± 0,1 дБ,
если VR < V0.
Результаты расчетов ЛККП и ЛГРМ представлены в таблице. При расчетах по (5), (6) были приняты следующие амплитуды напряжений в смесителе: V = 1 мВ, Уп = 2 мВ, = 50 мВ, У0 = 25 мВ. Из таблицы следует, что в смесителе См1 почти во всех комбинационных и гармонических каналах приема сигналы ослаблены по сравнению с ОКП более чем на 100 дБ. Исключение составляют только два ККП с ослаблениями 65 и 71 дБ:
*н1 = 2fn - fc , *н2 = f - fn.
(7)
Для дополнительного ослабления восприимчивости этих двух ККП во входных цепях рассматриваемого ПИП можно применить специальный узел — формирователь компенсирующего сигнала ФКС (см. рис.1). Вариант схемы ФКС показан на рис. 2, где кристаллический диод Д выполняет роль генератора гармоник. Если входной переключатель П1 (см. рис.1) находится в положении 2, то напряжение на нагрузочном резисторе R1 (см. рис. 2) с учетом [4] можно записать в виде
Uri = KTpi X J! i p (Uc + Un /, (8)
где КТр1 — коэффициент трансформации Тр в обмотке w1; Pj — поправочный коэффициент; КТр1Р1 (Uc + ип) — напряжения первых гармоник полезного сигнала и помехи, проникающих на выход генератора гармоник Д.
Как и при выводе (4), можно найти наиболее мощные составляющие напряжения на резисторе R1, попадающие в полосу пропускания Afno = (1,15 ± 0,25) ГГц фильтра ПФ1:
Ur1 = Ктр1Р1 (Ц cos а + V^osP) + (3^ /4) P3 [Ц2 Ц cos (2а - P) + + Vc V,2 cos(2P - а)] + (5KTp1 /8) P5 [Vc5 cos а + Vc3V2 cos (3а - 2P) + + V2V3 cos(3p - 2а) + V5 cos P + 3V? V2 cos (2P - а) +
+ 3Vc2Vn3 cos (2а - P)] +... (9)
В ФКС вторичные обмотки w1 и w2 трансформатора Тр включены встречно. При этом амплитуды первых гармоник V,, Vr] с выхода обмотки w2 можно регулировать резистором R2. Если на R1, R2 фазовые задержки первых гармоник напряжений для ис ип одинаковы, то регулировкой R2 можно добиться, чтобы на резисторе R3 разность амплитуд напряжений первых гармоник полезного сигнала и помехи была равна нулю. Это условие обеспечивается при
*TplP «Ктр2^2/(^2 + R2), (10)
где КТр2 — коэффициент трансформации Тр в обмотке w2; R2 , R2 — сопротивления соответственно верхнего и нижнего плеч переменного резистора R2.
Тогда разностное напряжение на резисторе R3 не содержит составляющих с частотами первых гармоник Uc, ип:
Ur3 = Ur1 - ur 2 = (3Ктр1 / 4Рз) [Vc2 Ц cos (2а - p) + + VcVn2 cos(2p - а)] + (5Ктр1 /8) P5 [Vc3Vn2 cos(3а - 2P) + + V2V3 cos (3P - 2а) + 3V3V2 cos (2p - а) +
+ 3Vc2Vn3 cos (2а - P)] +... , (11)
где Ur2 — напряжение на нижнем плече резистора R2 (см. рис. 2).
Напряжение иф, поступающее от ФКС на вход См2 (см. рис. 1), можно регулировать по амплитуде резистором R3 (см. рис. 2):
иф = Ur3 R3 /(R3 + R3), (12)
Рис. 2. Схема формирователя компенсирующего сигнала: Т
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.