РАДИОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА, 2004, том 49, № 8, с. 919-926
ЭЛЕКТРОДИНАМИКА ^^^^^^^^
И РАСПРОСТРАНЕНИЕ РАДИОВОЛН
УДК 621.372.85
СХЕМЫ-ПРОТОТИПЫ 4-ПЛЕЧНЫХ ГИБРИДНЫХ КОЛЬЦЕВЫХ
ДЕЛИТЕЛЕЙ МОЩНОСТИ © 2004 г. И. Н. Кузовкин, А. С. Петров
Поступила в редакцию 30.09.2003 г.
Предложены схемы-прототипы 4-плечных гибридных кольцевых делителей мощности с идеальными инверторами сопротивления и проводимости, а также с трансформаторами напряжения, характеристики которых не зависят от частоты. Получены выражения для расчета коэффициентов идеальных элементов. Приведены конкретные примеры схем миниатюрных магических Г-сочленений, работающих в диапазоне частот с перекрытием 2.68 : 1 при уровне потерь по отраженной мощности 20 дБ. Введено понятие предельной проекции схемного объекта.
ВВЕДЕНИЕ
В литературе [1-5] описаны конструкции, а также эквивалентные электрические схемы 4-плеч-ных делителей-сумматоров мощности (ДСМ), реализованных на кольцевых соединениях однотипных Г-тройников последовательного и параллельного типов (рис. 1) и на гибридных кольцевых сочленениях, в состав которых одновременно входят Г-тройники обоих типов (рис. 2). Тройники обычно соединены между собой при помощи отрезков линий передачи, имеющих длины Х0/4, ^0/2 и (3/4)Х0, где - длина волны в линии на центральной частоте рабочего диапазона.
Плечи 1 схем, изображенных на рис. 2а и 2в, обозначены символом Н, поскольку при возбуждении этих плеч сигналы поступают на выходы 2 и 3 синфазно. Плечи 4 этих схем обозначены символом Е, поскольку при возбуждении этих плеч сигналы поступают на выходы 2 и 3 в противофа-зе. Такие обозначения традиционно применяются в волноводной СВЧ-технике. Схемы, изображенные на рис. 26 и 2г, дуальны схемам, изображенным на рис. 2а и 2в, поэтому расположение плеч Н и Е изменено на противоположное. ДСМ, изображенные на рис. 2в и 2г, часто называют магическими Г-сочленениями (МТ), поскольку они миниатюрны, а по характеристикам сходны с классическими волноводными МТ [5]. Если не принимать специальных мер, описанных в [2], то характеристики рассматриваемых устройств будут обладать умеренной шириной полосы рабочих частот (от 5 до 25%).
Цель проведенного исследования состоит в том, чтобы перейти от схем ДСМ, изображенных на рис. 1 и 2, к идеализированным схемам-прототипам, характеристики которых не зависят от частоты. Применение предельно идеализированных схем дает возможность выбора не только направлений для расширения полосы частот исследуемых устройств, но и путей их миниатюризации.
1. ИДЕАЛЬНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ И СПОСОБ ФОРМИРОВАНИЯ СХЕМ-ПРОТОТИПОВ
Теоретически поведение характеристик описанных выше схем может быть сделано частотно независимым, если поступим следующим образом. Вместо четвертьволновых отрезков линий введем идеальные инверторы сопротивлений и проводимостей (ИИС и ИиП), описанные в [6], с положительными значениями коэффициентов Кк и соответственно. Далее вместо полуволновых отрезков следует установить идеальные трансформаторы напряжения (ИТН), а вместо отрезков линий с длиной (3/4)Х0 - ИИС и ИИП с отрицательными значениями коэффициентов Кк и ]к. Справедливы соотношения |Кк| = Ък, |/к| = У к, где
(а)
(б)
Гц, ^0/4 1 У
У4 ^0/4
У23, ^0/4 ^0/4
О 3 1 о-
Уз4, V4 2 Х0/4
Лв, ^0/4
,3
М 4
(в)
234, ^0/4
У12, ^0/4 1
(г) 2??22
У23, ^0/4 Х12, ¿^23, У4
о3
У14, ^0/4
У34, ^0/4
4°°У4
214, V4 Ч Г%4, Х0/4
4°ог4
Рис. 1. Кольцевые ДСМ с тройниками параллельного (а) и последовательного (б) типов и делители (в, г), различающиеся наличием в одной из линий фазового инвертора (дополнительного набега по фазе 180°).
2
2
2
(а)
¥12 Хо/4
¥\2 Хо/4
н 1 о
¥1 з Хо/4
/г24, Хо/4
Г
(б)
212 у4 2
%12 ¥24, Хо/4
Е Е о-■04 1 о-
234, V4 213 Хо/4
н
о 4 ¥34, ^о/4
¥13 ^о/4 ь3
(в)
2 224, ^о/4
Ю^ ■
234, ^о/4
ХЧз Хо/4 3
(г)
¥24,^о/4
о 1°-
■о4
¥34, ^о/4
Рис. 2. Схемы кольцевых мостов длиной с тремя плечами, подключенными к кольцу последовательно, и одним плечом, подключенным параллельно (а), с тремя плечами, подключенными к кольцу параллельно, и одним плечом, подключенным последовательно (б), и схемы колец длиной Хо/2 (в, г), образованные из схем (а) и (б).
(а)
(б)
а
(в) 1 : п
-о
о
-о
частоте будут совпадать с характеристиками, которые имеют схемы, изображенные на рис. 1 и 2, при длине волны, равной Хо. Сформированные описанным выше способом цепи, будем называть схемами-прототипами кольцевых 4-плечных делителей мощности.
Напомним основные свойства описанных выше идеальных элементов электрических цепей. ИИС трансформируют к входному значению 2ВХ импеданс нагрузки 2вых, инвертируя последний. Аналогичным свойством обладает и инвертор проводимости, поэтому
Z,1 — К /Z_
У — ] /У
-«- тз V * ' ■*■ 13
(1)
ИТН с коэффициентом и1 : и2 = 1 : п также трансформирует импеданс нагрузки, однако без инверсии, поскольку
Z,1 — Z ,ы1 / п
У —
2 л7 п У,
(2)
ИИС и ИИП в зависимости от знака коэффициентов при / или К (плюса или минуса) обеспечивают на выходе сдвиг по фазе входного сигала на +9о° либо на -9о°. Коэффициент трансформации п ИТН также может быть положительным или отрицательным.
Объясним описанные свойства. Матрицы передачи идеальных элементов могут быть записаны в следующем виде [6]:
Ак —
о ±К
±]/К о
А1 : п —
А / —
1/п 0
0 п
0 ±]// ±/ 0
(3)
где Ак и А] - матрицы передачи ИИС и ИИП с коэффициентами К и ] соответственно, А1 : п - матрица передачи ИТН с коэффициентом 1 : п. Матрица передачи Ai отрезка однородной линии передачи с ТЕМ-волной без потерь, имеющей характеристический импеданс Zc и электрическую длину б, имеет вид
А, —
Рис. 3. Идеальные инверторы сопротивления (а), проводимости (б) и трансформаторы напряжения (в).
Zik и Ук - характеристические импедансы и проводимости линий, входящих в состав схем, изображенных на рис. 1 и 2. Схемные обозначения для ИСС, ИИП и ИТН представлены на рис. 3. Характеристики идеализированных схем при любой
008 б iZc 8Ш б 7г8т б 008 б
(4)
Сравнивая (3) и (4), видим, что при выборе знака плюс ИИС и ИИП экстраполируют на бесконечную полосу частот свойства четвертьволнового отрезка длинной линии с характеристическим импедансом, равным К, или с характеристической проводимостью, равной /. При выборе знака минус имеем такую же экстраполяцию, но для отрезка линии длиной (3/4)Ло. Действительно, по-
2
с
СХЕМЫ-ПРОТОТИПЫ 4-ПЛЕЧНЫХ ГИБРИДНЫХ КОЛЬЦЕВЫХ ДЕЛИТЕЛЕЙ
921
2П
скольку б = -г- l, где Л - длина волны в линии, l - длиЛ
на отрезка линии, то при l = Л/4 получаем б = п/2, cos б = 0, sin б = 1. При l = (3/4)Л имеем б = (3/2)п, cos б = 0, sin б = -1. В рассмотренных случаях матрица A l , рассчитанная при помощи (4), совпадает c матрицами AK и Л7, рассчитанными по (3), причем Zc = 1/Fc.
Как следует из (1), при коротком замыкании выходных клемм идеальных инверторов на вход присчитывается холостой ход в бесконечной полосе частот. И, наоборот, при создании холостого хода на выходе идеальных инверторов на вход присчитывается короткое замыкание также в бесконечной полосе частот. Следовательно, принцип действия идеализированных схем-прототипов, которые будут приведены в следующем разделе, объясняется точно так же, как и реальных, изображенных на рис. 1 и 2. Идеализированные схемы в отличие от реальных работают в бесконечной полосе частот.
2. СХЕМЫ-ПРОТОТИПЫ С ЧАСТОТНО НЕЗАВИСИМЫМИ ХАРАКТЕРИСТИКАМИ
В таблице представлены полученные описанным выше способом схемы-прототипы с ИИС, ИИП и ИТН, соответствующие схемам, изображенным на рис. 1 и 2. Приведены соотношения для расчета коэффициентов инверторов и трансформаторов, представленные в виде функций от характеристических импедансов и проводимос-тей У] линий входов, а также от коэффициента де-
(а)
(б)
ления мощности М\рк]. Коэффициент м\рк]
опре-
Z2 = n2 Zi
(в)
(г)
N
(д)
Z0e, Z0o, бе, бо
V
(е)
Z0e, Z0o, бе, бо
(ж)
НС
>> [
>>
or-t
(з)
ПС
'Т_TC
rvI-Lo
(и) C
деляет отношение мощности на выходе I-го плеча к мощности на выходе к-го плеча при возбуждении сочленения со стороны р-го плеча. Очевидно,
что и\Рр) = 1/М(кР) ( I = 1, 2, 3, 4). При выборе знака плюс при ]41 и К41 схемы 1 и 2, изображенные в таблице, соответствуют схемам шлейфного квадратурного моста (ШКМ), а при выборе знака минус - синфазно-противофазному делителю-сумматору мощности (СПД). В таблице показано также соответствие между другими схемами, изображенными на рис. 1 и 2, и схемами-прототипами.
В работах [7, 8] даны расчетные соотношения для ШКМ, имеющих в общем случае электрические длины отрезков линий, не равные ^0/4. Эти устройства, однако, имели одну ось симметрии [7] и две оси симметрии [8]. Схемы на рис. 1 и 2, полностью несимметричны. В работе [9] получены расчетные соотношения для несимметричных СПД, причем электрические длины линий могут быть не равными ^0/4 и (3/4)^0. Эти соотношения
Рис. 4. Ступенчатые (а) и плавные (б) трансформаторы; звено ППФ (в), звено ПЗФ (г), трансформаторы и инверторы на связанных (д, е) и нерегулярно включенных (ж) линиях передачи, аналоги трансформаторов и инверторов на сосредоточенных элементах (з, и).
можно использовать для сравнения с расчетными выражениями, которые приведены в таблице для идеализированных схем.
При выводе соотношений, приведенных в таблице, использовано основное свойство взаимных недиссипативных 4-плечных цепей, которое формулируется следующим образом. Такие цепи, одновременно согласованные со всех входов, обладают свойствами направленных ответвителей (НО) I, II или III типа [4]. При возбуждении НО со стороны одного из входов энергия поступает только на два из трех выходных плеч, и, таким образом, одно из плеч оказывается развязанным. Требование одновременного выполнения этого условия со стороны всех входных плеч рассматриваемых устройств приводит к простым системам уравнений. Их решение и позволяет получить приведенные в таблице расчетные соотношения.
Две дуальные схемы-прототипы 7 и 8 для магических Г-сочленений формируются из схем 5 и 6 (см. таблицу). В частном случае при одинаковом значении Х0 характеристического импеданса (проводимости У0 = 1/20) на всех входах 3-децибельного м
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.