РАДИОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА, 2013, том 58, № 6, с. 592-599
ТЕОРИЯ РАДИОТЕХНИЧЕСКИХ ЦЕПЕЙ
УДК 621.396.622.2
УЛУЧШЕНИЕ ФАЗОВОГО ПОДАВЛЕНИЯ ЗЕРКАЛЬНОГО КАНАЛА В РАДИОЧАСТОТНЫХ СМЕСИТЕЛЯХ
© 2013 г. Ю. А. Саакян, А. М. Асланян
Институт радиофизики и электроники Национальной академии наук Республики Армения, Республика Армения, 0203 Аштарак, ул. Братьев Алиханян, 1 E-mail:yura947@mail.ru; asln@irphe.am Поступила в редакцию 05.03.2012 г.
Проанализирована работа классической схемы смесителя с фазовым подавлением зеркального канала. Показано, что добавление регулируемых корректоров фаз и амплитуд, работающих в диапазоне промежуточной частоты (ПЧ) между фильтрами нижних частот и квадратурным равноплечим сумматором на ПЧ, дает возможность произвести тонкую настройку смесителя и реализовать минимальные фазовый и амплитудный разбалансы, что приводит к существенному увеличению подавления зеркального канала до —40 дБ и ниже. Этот результат был подтвержден измерениями параметров изготовленного нами смесителя в диапазоне частот 135...175 МГц с ПЧ на 25 МГц. Поскольку корректировка фаз и амплитуд производится на ПЧ, то предложенная схема становится универсальной, т.е. не зависящей от диапазона преобразуемых частот.
DOI: 10.7868/S0033849413060119
ВВЕДЕНИЕ
Из теории электрических и радиотехнических цепей [1] известно, что если на некоторый элемент с отличающейся от линейной вольт-амперной характеристикой (квадратической, кубической) будет действовать сумма двух напряжений
ЦХ0 = Ас(0со8(®с? + Фс),
иг(0 = Д.(0сО8(юг? + Фг ),
то выходной ток этого элемента будет содержать множество комбинационных составляющих с частотами, определяемыми формулой
юПЧ = |тюс + люг|, (1)
где т и п — целые положительные и отрицательные числа, индексы "с", "г" и ПЧ означают соответственно сигналы входной, гетеродина и промежуточной частоты. Амплитуды и фазы комбинационных составляющих будут определяться амплитудами и фазами приложенных напряжений. В преобразователе частоты (состоящем из смесителя, гетеродина и избирательной нагрузки) происходит именно такой процесс линейного переноса спектра радиосигнала из одной области радиочастот в другую. Чаще всего используют простой перенос в область более низких частот (т = 1, п = —1), при этом выражение (1) принимает вид
®пч =К -®г| • (2)
При соблюдении условий Аг = const и Аг > Ас(?) амплитуда преобразованного сигнала (сигнала промежуточной частоты — ПЧ) будет полностью повторять амплитуду входного сигнала с масштабным коэффициентом (коэффициентом преобразования смесителя). Решая уравнение (2) относительно юс, получим
(®с)1 = ®г + ®ПЧ и (®с)2 = ®г - ®ПЧ. (3)
Из этого следует, что преобразование частот в широкополосных (без преселектора) смесителях при простом преобразовании вниз происходит одновременно на двух частотах — (юс)1 и (юс)2. Условно одна из частот (обычно та, на которую рассчитывается смеситель) называется основной, а другая — зеркальной. Амлитуды продуктов преобразования от этих частот равны и находятся в противофазе. Во многих областях радиотехники (радиолокация, связь, измерительная техника) зеркальный канал паразитный, и его необходимо подавлять.
Одним из методов подавления зеркального канала является фазовый. Блок-схема классического пассивного смесителя на полевых транзисторах с фазовым подавлением зеркального канала приведена на рис. 1 [2, 3]. Здесь и на рис. 3, 4 приняты следующие обозначения: 1 — квадратурный трехдецибельный делитель мощности в диапазоне частот гетеродина; 2 — схема управления режимами полевых транзисторов Т1 и Т2, работающих в режиме управляемого сопротивления (напряже-
Вход
-5В
Рис. 1. Структурная схема смесителя с фазовым подавлением зеркального канала.
ние, подаваемое от гетеродина на затвор, управляет каналами транзисторов, работающих без напряжения питания сток—исток); 3, 4 — фильтры ВЧ с частотой среза, соответствующей нижней границе диапазона частот сигнального тракта (во избежание шунтирования тракта ПЧ-смесителя, входное и выходное сопротивления фильтров ВЧ должны быть бесконечными вне полосы пропускания); 5, 6 — фильтры НЧ с частотой среза, соответствующей верхнему диапазону тракта ПЧ. Для исключения шунтирующего действия на сигнальный тракт эти фильтры вне рабочей полосы также должны иметь бесконечные сопротивления; 7 — синфазный или противофазный трехдецибель-ный делитель на сигнальной частоте; 8 — квадратурный равноплечий сумматор на промежуточной частоте.
Применение в сигнальном тракте синфазного или противофазного делителя объясняется тем, что в таких делителях плечи более симметричны, чем в квадратурных делителях (амплитудный и фазовый разбаланс между плечами на порядок меньше). Гетеродинный тракт менее чувствителен к амплитудному разбалансу делителя, поэтому здесь можно применить квадратурный делитель.
Смеситель работает следующим образом. Сигналы ПЧ, содержащие продукты преобразования от основной и зеркальной частот, поступают на входы сумматора ПЧ. Продукты преобразования от сигнала основной и зеркальной частот в каждом плече ПЧ находятся в противофазе друг с
другом, а полные сигналы ПЧ обеих смесителей — в квадратуре. После прохождения этих сигналов через квадратурный сумматор продукт ПЧ от основной частоты выделяется на одном из выходных плеч, продукт же от зеркальной частоты — в другом плече. То есть продукт преобразования от сигнала основной частоты подавляется в плече, где выделяется продукт от зеркального канала, а продукт от зеркальной частоты там, где выделяется продукт преобразования основного канала. Так как процесс подавления частот есть процесс вычитания противофазных сигналов, то величина подавления зависит от амплитудного и фазового разбалансов двух смесителей. Зависимость подавления частот (основной или зеркальной) от амплитудного или фазового разбаланса приведена на рис. 2 [4].
1. ОПИСАНИЕ ПРЕДЛОЖЕННОЙ СХЕМЫ СМЕСИТЕЛЯ
Поскольку в классической схеме смесителей нет устройств корректировки амплитуд и фаз, то их разбалансы носят случайный характер и могут меняться в широких пределах (до 3...4 дБ по амплитуде и 3°...4° по фазе). Поэтому, как это видно из кривых рис. 2, подавление зеркального канала также может меняться (от преобразователя к преобразователю) в широких пределах (-15...—25 дБ).
Нами устранен этот недостаток классической схемы смесителя с помощью устройств корректировки фаз и амплитуд, добавленных в каждое пле-
594
СААКЯН, АСЛАНЯН
д
¡3 40
30
л
СО V
К
X §
ей
П
20
10
0 123456789 10
Разбаланс амплитуд, дБ
Рис. 2. Зависимость подавления зеркального канала от амплитудного и фазового разбалансов смесителей; каждая кривая соответствует определенному разбалансу фаз (град).
Рис. 3. Структурная схема предложенного смесителя.
чо ПЧ-смесителя. Это дает возможность произвести настройку смесителя и довести амплитудный разбаланс до 0.1 дБ, а фазовый — до менее чем 1°. В результате обеспечивается устойчивое подавление зеркальной частоты преобразователя не хуже —40 дБ во всей рабочей полосе частот. Поскольку уровни продуктов преобразования на высших
гармониках могут превышать —40 дБ, то необходимо принимать меры для их снижения. С этой целью на сигнальном входе смесителя необходимо добавить фильтр нижних частот.
Структурная схема такого смесителя приведена на рис. 3, где обозначения 1—8 соответствуют принятым на рис. 1, а также введены: 9, 10 — кор-
К сумматору ПЧ 2
К резистору Я3 (регулятор фазы)
Рис. 4. Электрическая схема корректора амплитуды и фазы (12 — квадратурное устройство на ПЧ).
ректоры фаз и амплитуд, работающие в диапазоне ПЧ (схемотехнически оба корректора одинаковы, различие лишь в управлении их фазовыми характеристиками); 11 — фильтр нижних частот для подавления продуктов преобразования на высших гармониках.
Схема корректора амплитуды или фазы (ячейки 9 или 10 на схеме рис. 3) приведена на рис. 4, где обозначения 1—11 соответствуют введенным выше, на рис. 1 и 3, а 12 — квадратурное устройство на ПЧ.
Корректор представляет собой электронное устройство, состоящее из аттенюатора и фазовращателя. Коррекция амплитуды и фазы осуществляется с помощью квадратурного устройства на ПЧ, в выходные плечи которого включены биполярные СВЧ-транзисторы Т3 и Т4 с параллельно включенными с ними варикапами Д1, Д2 (режим работы транзисторов задается транзистором Т5 и резистором Я5). Такое построение корректора позволяет сохранять неизменным его входной и выходной импедансы при изменении аттенюа-ции и фазы, а также обеспечивать независимость друг от друга коррекций амплитуды и фазы. С изменением токов баз транзисторов Т3 и Т4 (с помощью резистора ^5) происходит одновременное изменение сопротивлений коллектор—эмиттер
этих транзисторов, что приводит к изменению модулей коэффициентов отражений от них, а следовательно, и аттенюации. Фазовая характеристика корректора зависит от фаз коэффициентов отражений от плеч 3 и 4 квадратурного устройства. Изменение фазовой характеристики корректора осуществляется за счет одновременного изменения реактивных сопротивлений варикапов Д1 и Д2 (изменением подаваемого на них напряжения), в результате чего изменяются фазы коэффициентов отражений от плеч 3 и 4 квадратурного устройства. Независимость регулировочных характеристик в требуемом диапазоне (обычно для коррекции требуется регулировка амплитуды на 2 дБ и фазы на 10°) обеспечивается выбором сопротивления эмиттер—коллектор, которое должно быть намного больше реактивного сопротивления варикапа (Якэ > Хвар) во всем диапазоне их изменений. На рис. 5а, 5б приведены амплитудно-частотные и фазочастотные характеристики (АЧХ, ФЧХ) корректора, рассчитанные на компьютере (программа AWRDE-2009) на промежуточной частоте /ПЧ = 25 МГц, для двух случаев:
1) когда напряжение на варикапе ивар = 2.5 В (этому значению соответствует среднее значение фазы), а аттенюация меняется скачком от мини-
АЧХ, дБ
0
СААКЯН, АСЛАНЯН (а)
ФЧХ, град 40.0
-93.3
147.0
-200.0
0.020 0.022
0.024 0.026
Г, ГГц
0.028 0.030
Рис. 5. Амплитудно-частотные (кривые 1) и фазочастотные (кривая 2) характеристики корректора (случай 1 (а) и случай 2 (б)).
мал
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.