МИКРОЭЛЕКТРОНИКА, 2011, том 40, № 2, с. 140-153
СХЕМОТЕХНИКА
УДК 621.3.049.774.2
ДВОЙНОЙ БАЛАНСНЫЙ СМЕСИТЕЛЬ НА МОП-ТРАНЗИСТОРАХ
© 2011 г. А. С. Коротков
Санкт-Петербургский государственный политехнический университет E-mail: korotkov@rphf.spbstu.ru Поступила в редакцию 01.02.2010 г.
Рассматриваются вопросы анализа и реализации микроэлектронного смесителя по схеме Гильберта на основе МОП-транзисторов. Приводятся методики расчета схемы по переменному и постоянному току, расчета шумов и нелинейных искажений. Результаты иллюстрируются примерами компьютерного моделирования.
1. ВВЕДЕНИЕ
Преобразователь частоты (смеситель) осуществляет преобразование высокочастотного входного сигнала в низкочастотный сигнал промежуточной частоты. В самом общем случае смесители классифицируются на 2 группы: диодные и транзисторные. Диодные смесители достаточно подробно рассмотрены в монографиях [1, §5.1], [2, §7.1—7.3], а также в [3, Гл. 4], [4, §5.5]. Основным преимуществом транзисторных смесителей является возможность не только преобразования, но и усиления сигналов. В перечисленных источниках приведен анализ смесителей на одном транзисторе и на качественном уровне дано описание дифференциальных смесителей и смесителя на четырех биполярных транзисторах [4, §5.4], [5, §11.9], [6, §6.3 с. 188]. Однако, в современных системах наибольшее распространение получили смесители на МОП-транзисторах по схеме Гильберта, реализация которых на биполярных транзисторах впервые была предложена в [7]. Основное достоинство схемы Гильберта — высокий уровень развязки (до —60.. .—80 дБ) между всеми входами смесителя, что определяется двойной балансной структурой схемы. На практике, в основном, используется эмпирический подход к расчету схемы Гильберта, что, по-видимому, является следствием большого числа характеристик, одновременный расчет которых представляет известную сложность. В данной работе обобщаются результаты анализа и приводятся методики расчета смесителя на МОП-транзисторах по схеме Гильберта. Рассматриваются основные параметры смесителя. При этом учитывается следующее:
1) Передаточные свойства смесителя определяются коэффициентом передачи. Коэффициент передачи КСМ — отношение амплитуды сигнала на промежуточной частоте к амплитуде входного сигнала. Транзисторные смесители обеспечивают коэффициент передачи, значение которого в зависимости от диапазона рабочих частот может составлять до 20 дБ. Значение коэффициента передачи по уровню
—3 дБ определяет частотный диапазон смесителя, который составляет до 5 ГГц при использовании МОП-технологии с проектными нормами 0.25— 0.18 мкм.
2) Шумовые свойства смесителя определяются коэффициентом шума или спектральной плотностью средней мощности шума, приведенной к входу смесителя. Коэффициент шума ИГ — отношение мощностей сигнал/шум на выходе смесителя по промежуточной частоте к отношению мощностей сигнал/шум на входе смесителя по высокочастотному сигналу.
Шумы смесителя практически не влияют на шумовые свойства приемника, в преселекторе которого находится малошумящий усилитель с большим коэффициентом усиления, но существенны при отсутствии усилителя или малом коэффициенте усиления. Анализ показывает, что в первом случае коэффициент шума может составлять до 20 дБ, тогда как во втором случае не должен превышать единиц дБ. При этом спектральная плотность средней мощности шума должна составлять 4—9 нВД/Тц [8, 9].
3) Уровень нелинейных искажений определяется следующими параметрами: коэффициентом гармоник, коэффициентом сжатия по уровню 1 дБ, параметрами 11Р3 и 11Р2. Коэффициент гармоник—отно-шение амплитуд гармоник сигнала и сигнала основной частоты в тракте промежуточных частот:
K _ Um3 (1- 3^1)
K НИ 3 -
(1.1)
ит1 ( )
Коэффициент сжатия на 1 дБ — амплитуда или мощность входного сигнала, при которой в тракте промежуточных частот амплитуда сигнала основной частоты уменьшается по сравнению с линейным случаем на 1 дБ.
Общее определение параметров 11Р3 и 11Р2 (характеристические точки мощности интермодуляционных искажений ^-ого порядка) дано в работе [8]. Определим данные параметры применительно
к смесителям. Для этого предположим, что на смеситель воздействует входной сигнал вида:
х (t) = Um cos+ Um cos (a2t.
Тогда, с учетом нелинейных эффектов второго и третьего порядков, выходной сигнал представляется как
У (t) = У1 (t) + У2 (t) + Уз (t) = Щх (t) + GjX2 (t) + щх3 (t). IIP3 — мощность входного сигнала на одной из
частот, например, ю1; при которой в тракте промежуточных частот амплитуда гармоники интермодуляционных искажений на частоте
|®Г - (2®1 ± ®2)|
равна амплитуде гармоники основной частоты
К -®il>
где юГ — частота гетеродина.
Аналогично определяется параметр 11Р2, но для частоты интермодуляционной гармоники
|®Г - (®1 ±©2).
Значения параметров 11Р3 и 11Р2 могут составлять до 10—20 дБм и 75 дБм соответственно [8, 9]. Причем шумовые и нелинейные свойства определяют нижнюю и верхнюю границы динамического диапазона смесителя.
4) Уровень развязки представляет параметр, характеризующий степень подавления паразитного прохождения сигнала, приложенного к какому-либо входу смесителя, на два других вывода. Единственный сигнал, который должен присутствовать на выходе смесителя — это сигнал промежуточной частоты. Величина развязки зависит от того, является ли смеситель небалансным, простым балансным или двойным балансным. Небалансные смесители вообще не имеют развязки между выводами. Как отмечалось, двойные балансные смесители обеспечивают наилучшую развязку между всеми тремя выводами.
2. АНАЛИЗ СХЕМЫ СМЕСИТЕЛЯ
ПО ПЕРЕМЕННОМУ ТОКУ
Структурная схема двойного балансного смесителя по схеме Гильберта показана на рис. 1. Входной дифференциальный сигнал и С подается на затворы транзисторов Т3, Т6, а опорное дифференциальное колебание гетеродина иГ подается на затворы транзисторов Т1, Т2, Т4, Т5. Входное напряжение преобразуется в ток транзисторами Т3, Т6, транзисторы Т1, Т2, Т4, Т5 обеспечивают протекание тока в нагрузках. Транзисторы Т3, Т6 предполагаются в режиме насыщения. Если сигнал гетеродина имеет большую амплитуду и находится в положительной фазе, то открыты транзисторы Т1, Т5, а транзисторы Т2, Т4 — заперты. При этом выходное напряжение определяется как
Рис. 1. Структурная схема преобразователя Гильберта
по переменному сигналу.
иВЫХ = 8т3,бКни С-
Аналогично, если сигнал гетеродина находится в отрицательной фазе, то открыты транзисторы Т2, Т4, а транзисторы Т1, Т5 — заперты. При этом выходное напряжение определяется как
иВЫХ = —§м3,6^ии С-
Таким образом, в режиме "сильного гетеродина" транзисторы Т1, Т2, Т4, Т5 работают в режиме, близком к ключевому, что более строго показано далее.
Проведем анализ схемы Гильберта. Для этого представим двойной балансный смеситель в виде параллельного соединения двух дифференциальных смесителей. Рассмотрим упрощенную модель дифференциального смесителя рис. 2, предполагая, что в обоих плечах нагрузочной цепи включены сопротивления Лн.
Определим токи, протекающие в схеме как
13 = + 12, /вых = 1\ - 12,
Нагрузка
щ
T1
T2
T3
вн
Рис. 2. Структурная схема дифференциального смесителя.
2
где 11, /2, 13 — токи транзисторов Т1—Т3, 1ВЫХ — выходной ток схемы, который можно выразить соотношением:
^ВЫХ = 11 — 12 = ~Т (11 - 12 ) = 13 I1 I2.
11 + 12
Представим ток через МОП-транзистор как:
* K(Uзи/ - Uо)2,
носителей, Сох — удельная емкость слоя диэлектрика, Ц — геометрические размеры канала транзистора (ширина и длина). Напряжение затвор-исток иЗИ ( содержит постоянную и переменную составляющие:
Uзи i = Uзи о/ + AU
ЗИ />
(2.1) причем
1 Ж
где K{ = ЭФФС0Х—L, i = 1, 2, 3,..., U0 — напряже-
2 L/
ние отпирания, цЭФФ — эффективная подвижность
U
ЗИ о/
> AU
ЗИ i
Последнее соотношение позволяет представить токи в виде ряда:
It = K (Uзи о/ + AUзи / - Uо)2 - Kt (Uзи о/ - Uо)2 + 2Kt (Uзи о/ - Uo)AUзи / = Iо/ + gmAUзи ,
Таким образом, выходной ток есть:
1ВЫХ — 13
1 о1 + gm1^UЗИ 1 - 1 о2 - gm2^UЗИ 2
1о1 + gm1^U ЗИ 1 + 1 о2 + gm2^UЗИ 2
Положим транзисторы Т1 и Т2 одинаковыми, тогда:
8т1 = £т2 = £т 101 = 102 = 10-
Поскольку к транзисторам Т1 и Т2 подключен гетеродин в балансном режиме, то:
Аизи 1 - АиЗИ2 = иТ, АиЗИ 1 + ДиЗИ2 = 0. Итого:
I - I <
1 ВЫХ - 13
Ur
2Iо
Предполагаем, что сигнал подается на Т3:
13 = 13о + gm3^UЗИ 3,
причем,
— 2Io — /ю + I20, ЗИ 3 — UC,
Тогда I
ВЫХ-
'ВЫХ
(2Iо + gm3UC (t .
21 о
Для тестового случая положим:
UC (t) = UCm cos ®ct, UГ (t) = Uш cos ю^. Выходной ток ограничен следующим образом:
2Л) - gm3UCm < IВЫХ < 2I0 + gm3UCm.
Учитывая, что:
gm = 2K(Uзи о - Uо), Iо * K(Uзи о - Uо)2, перепишем выражение для выходного тока:
^ЫХ - (2Iо + gmUC (t))
Гm
(UЗИ о - Uо)
• cos ю^.
Откуда следует, что при иТт > (иЗИ 0 - и0) транзисторы Т1, Т2 попадают в ограничение по току. м°жн° представить гак Обычно,
жиме, близком к ключевому. Поэтому выходной ток
Uзио Uо
2оо - 3оо мВ.
(2.2)
Следовательно, в режиме "сильного гетеродина" транзисторы Т1, Т2 действительно работают в ре-
iвых (10, ют, юс) = (210 + етрс (юс?)) $ (ю*),
где $(юТ?) — импульсная функция вида рис. 3. Функция $ (юТ?) раскладывается в ряд Фурье:
Тг/2
S (®rt) = X ak COS kt, ak = ё-
k = 1 Тг Тг -Тг/2
Тг/2
J S (crt)cos kcrtdt = — J S (cort)cos kcrtdt.
(2.3)
-x>
о
Определим коэффициенты ак:
■к-
Tr/2 Tr/2 Tr/2
ак = — f (±1)cosk(ürtdt = — f (±1)cosк—tdt = — f cosк—tdt + k Tr J v ; r Tr J v ; Tr Tr J Tr
r -Tr/2 r 0 r r 0 r
Tr/2
+ Г (-l)cos к ^ tdt = -41 T sin к 2П t |Tr/4 +A (-1)! T sin к 2П t |Tr/2 = J v ' T Пк 2n T ук 2n T r/4
0
= I-
к п
Таким образом,
П П
sin к— sin0 - sin кп + sin к-
= 14sin к П. к п 2
" i
S (юГ?) = - / -cos (2k + 1)юГ? = - (cos юГ? + -cos3®ri + -cos5®ri + ... |.
2k + 1 я\ 3 5
k = 0
То есть, выходной ток смесителя:
'ВЫХ
= (2I0 + gm3UC(í)) •4(cosюГ? + 1cos3rorí + 1cos5rorí + ...). (2.4)
n\ 3 5 !
Не учитывая гармоники высшего порядка, получим:
IВЫХ = (210 + gm3U C (t)))cos Юг? = 2Io-cos Юг? + 1-gmU Cm cos (Юг -Юс )t + 1-gm 3U Cm cos (Юг +Юс )t.
п п 2 п 2 п
Первое слагаемое соответствует эффекту про
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.