РАДИОТЕХНИКА И ЭЛЕКТРОНИКА, 2004, том 49, № 6, с. 701-706
АНТЕННО-ФИДЕРНЫЕ СИСТЕМЫ
УДК 621.396.67
ПРОЕКТИРОВАНИЕ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНОЕ ИССЛЕДОВАНИЕ РЕШЕТКИ ЩЕЛЕВЫХ ИЗЛУЧАТЕЛЕЙ © 2004 г. С. Е. Банков
Поступила в редакцию 07.10.2003 г.
Представлены результаты экспериментального исследования антенны сантиметрового диапазона на основе двумерно-периодической щелевой решетки и рупорно-зеркального планарного возбудителя. Описана конструкция антенны. Изложены принципы проектирования макета. Приведено сравнение теоретических и экспериментальных результатов.
1. ПОСТАНОВКА ЗАДАЧИ
Щелевые и ленточные решетки на основе плоских волноводов представляют интерес с точки зрения создания на их основе антенн сантиметрового и миллиметрового диапазонов радиоволн. В ряде работ (см., например, [1-5]) представлены результаты теоретических исследований щелевых двумерно-периодических решеток на основе плоского металлодиэлектрического волновода. В этих работах показано, что антенна бегущей волны в окрестности частоты резонанса щели имеет улучшенные показатели качества вследствие эффекта стабилизации положения главного луча диаграммы направленности, который слабо зависит от частоты в указанном диапазоне. Цель работы -проверка основных положений теории двумерно-периодических решеток, описанных в [1-5], в частности, подтверждение эффекта стабилизации положения главного луча. Кроме того, представляет интерес разработка компактного и эффективного возбудителя решетки, поскольку этому вопросу в указанных работах внимание не уделено.
2. КОНСТРУКЦИЯ И ПРИНЦИПЫ ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ АНТЕННЫ
Конструкция макета антенны показана на рис. 1. Она состоит из следующих элементов: щелевой решетки 1, выполненной методами фотолитографии на металлизированной пленке, межслойного перехода 2, планарного рупора 3 и возбуждающего волновода 4. Рассмотрим принципы функционирования элементов антенны. Допустим, что антенна работает в передающем режиме. Тогда сигнал поступает на волновод 4, который имеет плавный переход в плоскости вектора Е, согласующий волновод с планарным рупором. По ряду соображений, которые будут изложены ниже, высота рупора меньше высоты волновода стандартного сечения 16 х 8 мм. Вид на планарный рупор сверху показан на рис. 2. Планарный рупор представляет со-
бой Я-плоскостной рупор, который имеет высоту 5 мм, а угол раскрыва рупора равен 83°. Внутри рупора пространство заполнено пенопластом с диэлектрической проницаемостью около 1.03. Возбуждается рупор волноводом сечением 16 х 5 мм. Слева (см. рис. 2) он ограничен вертикальным зеркалом, имеющим в Я-плоскости параболический профиль. Фокус параболы совпадает с фазовым центром цилиндрической волны рупора.
Верхняя стенка рупора не имеет электрического контакта с параболическим зеркалом. Их разделяет щель связи, ширина которой равна 2 мм. Волновод 4 (рис. 1) возбуждает в планарном рупоре цилиндрическую волну, которая имеет одну компоненту электрического поля, перпендикуляр-
1
\
\ >ч
\ ^
\ ^ \
\ ^
\ ч-»
\ х-
\ 44
3 4
Рис. 1. Конструкция антенны.
Рис. 2. Межслойный переход.
ную плоскости рупора. В силу граничных условий указанная компонента обращается в нуль на вертикальных стенках рупора. Цилиндрическая волна доходит до параболического зеркала и щели связи и претерпевает там два преобразования. Первое: она отражается назад и ее фазовый фронт преобразуется из цилиндрического в плоский, второе: она переходит с нижнего слоя на верхний. Таким образом, на верхнем слое получаем широкий волновой пучок с плоским фазовым фронтом, который набегает на решетку слева. Параметры решетки выбраны таким образом, что она излучает назад, т.е. ее луч отклонен влево на угол 15°. В области решетки плоский волновод имеет диэлектрическое заполнение. В качестве диэлектрика выбран полипропилен с диэлектрической проницаемостью 2.25 и tg 5 = 0.0005, где 5 - угол диэлектрических потерь. Для уменьшения отражений в месте стыка диэлектрической и пенопластовой пластин имеется специальный согласующий слой. Расчет параметров решетки и ее оптимизацию осуществляли при помощи программного обеспечения, которое описано в [3-5].
3. МЕЖСЛОЙНЫЙ ПЕРЕХОД
Наиболее сложным элементом антенны, за исключением собственно решетки, является межслойный переход. Поперечное сечение перехода показано на рис. 3. Структура бесконечна по оси
X ^-а
* 2 z
+ 1
и
ь
Рис. 3. Модель межслойного перехода.
0у и может возбуждаться собственными волнами плоских волноводов со стороны входов 1 и 2, набегающими на структуру под произвольными углами. Под углом падения понимаем угол между направлением распространения волны в плоскости УОЪ и осью 0z. Интерес к возбуждению данной структуры волнами, падающими под произвольными углами, связан с тем, что профиль зеркала параболический и, следовательно, лучи, создаваемые точечным источником, падают на это зеркало под углами, отличными от нормального. Наша задача - создание математической модели меж-слойного перехода, позволяющей осуществлять выбор его параметров. Критерием для выбора параметров является требование согласования межслойного перехода.
Для построения математической модели отметим следующее обстоятельство. Данную структуру можно рассматривать как совокупность двух элементов. Первый элемент - это линейный волновод-ный тройник, т.е. сочленение трех волноводов (два с высотой, равной а, и один с высотой 2а). Волновод с высотой 2а расположен при z < 0, а волноводы с высотой а расположены при z > 0. Второй элемент - это короткозамкнутый отрезок волновода двойной высоты длиной Ь. Отметим, что линейный волноводный тройник неоднократно рассматривался в литературе (см., например, [6, 7]). И его матрица рассеяния может считаться известной.
Межслойный переход симметричен относительно плоскости УОХ. Поэтому его можно анализировать независимо для случаев четного и нечетного возбуждения, размещая в плоскости симметрии последовательно магнитную и электрическую стенки. В обоих случаях имеем дело с парциальными двухполюсниками, которые характеризуются одним элементом матрицы рассеяния. Для четного возбуждения это коэффициент отражения 511ч, а для нечетного - 511н. При нечетном возбуждении (электрическая стенка в плоскости симметрии) структура парциального двухполюсника триви-
альна - это отрезок закороченного волновода длиной Ь. Найти его матрицу рассеяния нетрудно:
811н = -ехр (-2 г кЬ), к = к ео8 (ф),
(1)
где к - волновое число среды, заполняющей плоские волноводы, а ф - угол падения волны.
В случае нечетного возбуждения парциальный двухполюсник имеет более сложную структуру, показанную на рис. 4. Верхняя стенка плоского волновода на участке 1 - идеально проводящая стенка, а на участке 2 - это идеальная магнитная стенка. Как уже отмечено выше, рассматриваем структуру, показанную на рис. 4, как совокупность двух СВЧ-многополюсников: сочленения двух плоских волноводов с электрической (г > 0) и магнитной (г < 0) верхними стенками и отрезка короткозамкнутого волновода длиной Ь. Решение электродинамической задачи для первого многополюсника представлено в [6, 7]. Матрица рассеяния отрезка короткозамкнутого волновода находится тривиально.
Особенностью данной структуры является то, что сочленение при г = 0 возбуждает в волноводе с магнитной стенкой бесконечный спектр собственных волн, среди которых распространяющихся волн может и не быть вовсе. Будем рассматривать две ситуации: в данном волноводе вообще нет распространяющихся волн и в нем имеется одна такая волна. Распространяющиеся волны отсутствуют при выполнении следующего неравенства:
а <
А 4 Те'
(2)
А = ехр (-2 кспЬ), ксп =
п = 0, 1, ...,
П п + 2
а
2
2
- к ,
(4)
Рис. 4. Парциальный двухполюсник.
где ксп - постоянные распространения собственных волн волновода с верхней магнитной стенкой. Расчеты показали, что параметр А при оптимальных значениях Ь не превышает 0.01 для всех п > 1 и, следовательно, на этом уровне точности взаимодействием с короткозамыкателем всех волн, кроме волны с п = 0, можно пренебречь.
Таким образом, приходим к одноволновой модели взаимодействия двух нерегулярностей. Тогда, используя теорию СВЧ-многополюсни-ков, можно записать выражение для 811ч:
811 ч = 811« -
где А - длина волны в свободном пространстве, а е - относительная диэлектрическая проницаемость среды, заполняющей плоский волновод. Одна распространяющаяся волна существует при выполнении следующего неравенства:
А 3 А
—- < а < —. (3)
47е 47е
Строго говоря, все волны, возбужденные в волноводе с магнитной стенкой, взаимодействуют с вертикальной стенкой, расположенной при г = -Ь. Однако большинство из них успевает затухнуть на отрезке волновода длиной Ь до такой степени, что токи, наводимые ими на вертикальной стенке, пренебрежимо малы. Вклад реактивных волн в суммарный коэффициент отражения пропорционален параметру А, определяемому следующим образом:
ехр (-2 к Со Ь ) 1 + 822« ехр (-2ксо Ь)'
(5)
где Б«« - элементы матрицы рассеяния стыка двух волноводов с электрической и магнитной стенками. Выражения для Б« получаются из решения задачи, представленного в [6, 7]:
811« = -
к«0 - кс0 Е(к«0) к«0 + кс0 Е (-к«0)'
к8п =
П п] 2 2 — - К ' а
822« =
п = 0, 1, ...'
к«0 - кс0 Е (-кс0) к«0 + кс0 Е(кс0) '
(6)
812« = V1- |811«|2еХР(г(ф11« + ф22« - П))'
1+
Е (х) = П -
гксп
1+
ха г пп
Г| 1 + — г п
п = 1 1 + 1 +
гк8„
ха
г П п +
Г1 3 ха
1 -+
1] I2 гп
где Г(х) - гамма-функция, фг«« - фазы соответствующих элементов 8«.
х
2
1
г
/, ГГц
Рис. 5. Коэффициент отражения от межслойного перехода в квазистатическом режиме.
Ф12
0 -
-2 -
_I_I_I_I
11.0 11.5 12.0 12.5 13.0
/, ГГц
Рис. 7. Фаза коэффициента прохождения через меж-слойный переход для разных углов падения.
0.15
0.10
0.05
11.0
11.5
12.0
12.5 13.0 /, ГГц
Рис. 6. Коэффициент отражения от межслойного перехода в одноволновом режиме.
Теперь нетрудно получить выражения для матрицы рассеяния межслойного перехода в целом. Для этого следует воспользоваться методом симметрии:
С _ "11ч + "11н с _ "пч - "пн пл
"11 — 2 ' "12 — 2 ' (7)
Рассмотрим далее характеристики перехода в двух разны
Для дальнейшего прочтения статьи необходимо приобрести полный текст. Статьи высылаются в формате PDF на указанную при оплате почту. Время доставки составляет менее 10 минут. Стоимость одной статьи — 150 рублей.